Budowa i działanie przetwornicy napięcia

Budowa i działanie przetwornicy napięcia
Budowa i działanie przetwornicy napięcia wykonanej
na bazie układu scalonego MC34063 oraz µA78S40
(cz.1)
Karol Świerc
Jak do tej pory, przetwornica napięcia kojarzy
nam się jako skomplikowany układ w „poważnym”
urządzeniu. Nieco pogląd ten łagodzi stosowanie
przetwornic jako zasilacz trybu standby, jak również istnienie „wysoce scalonych” układów sterownika wraz z kluczem wykonawczym. Na drugim
biegunie są przetwornice typu „switch capacitor”,
małej mocy, niskich napięć i bez „skomplikowanego” elementu indukcyjnego. Stosowanie przetwornic napięcia jest jednak znacznie szersze,
aniżeli przywołane przykłady odbiornika OTVC,
magnetowidu, tunera SAT czy odtwarzacza płyt
DVD. Zasilacze pracujące impulsowo skutecznie
wypierają „wszelkich konkurentów liniowych”. W
bieżącym artykule przyjrzymy się tak prostemu
urządzeniu jak np. samochodowa ładowarka do
telefonów komórkowych. To także, całkiem „dorosła” przetwornica, i też ulega uszkodzeniu. Mimo
że urządzenie tanie, sprawna naprawa nie jest
mniej opłacalna od np. odbiornika telewizyjnego. Ponadto, klient nie wymaga wizyty w swoim
mieszkaniu, a praca jest w pełni bezstresowa.
Na potrzeby niniejszego opracowania rozebrano kilka ładowarek różnych firm. Okazuje się, że
wszystkie są podobnej konstrukcji. Konstrukcja
zdominowana jest stosowaniem bardzo popularnego „scalaczka” MC34063. Jest on popularny
nie tylko w omawianych ładowarkach. Stosowany
powszechnie w urządzeniach typu zabawki, jak i
innych zasilanych z baterii/akumulatora. Na schematach publikowanych przez „SE” spotkaliśmy się
z nim także wielokrotnie. Np. w artykule opisującym zasilacz OTVC z ekranem LCD firmy Philips
chassis LC03E. Pracują tu aż 3 przetworniczki
jako postregulatory DC/DC, na MC34063. Wszystkie pracują w konfiguracji zasilacza buck, czyli tak
jak w przywołanym przykładzie ładowarki zasilanej
z akumulatora samochodowego. MC34063 mimo
jedynie 8 wyprowadzeń jest na tyle uniwersalny
i elastyczny, iż umożliwia budowę zasilaczy o
bardzo szerokim zastosowaniu, jak np. zasilacz
lampy błyskowej lub przetwornica flyback o mocy
kilkunastu a nawet kilkudziesięciu watów (aczkolwiek jego aplikacje ograniczają się do przetwornic
DC-DC; jeśli pracuje w urządzeniu zasilanym z
sieci energetycznej, to jako postregulator). Wymagany jest jednak wtedy zewnętrzny tranzystor
kluczujący, który łatwo sprząc z wewnętrznym
driverem. Dlatego, przyjrzymy się także budowie
tego układu scalonego, jak i możliwym konfiguracjom jego pracy.
Znaczenia praktycznego nabiera fakt stosowania przetwornic DC/DC w odbiornikach i monitorach LCD wyposażonych w zewnętrzny zasilacz
sieciowy. Skromna dotychczasowa praktyka, jak i
dostępność schematów tych urządzeń pozwalają
stwierdzić, iż bliższe poznanie układu MC34063
zostanie zdyskontowane podczas naprawy tego
„nowego sprzętu” na naszych warsztatach.
1. Ogólna charakterystyka - specyfika konstrukcji układu scalonego
MC34063
Układ MC34063 ma bardzo specyficzną i zarazem
prostą konstrukcję. Do tego stopnia, że chciałoby się
powiedzieć, aż dziwne, że tak sprawnie działa. Zanim
przejdziemy do opisu budowy wewnętrznej tego układu
scalonego, należy się stwierdzenie, iż wymaga on skończonych tętnień na wyjściu zasilacza-przetwornicy. Można
by powiedzieć, każdy wymaga. Każda pętla stabilizacji
wymaga określonego błędu na wyjściu, aby podjąć swe
skuteczne działanie; jedynie od wielkości wzmocnienia w
zamkniętej pętli zależy wielkość wymaganego błędu. Jest
jednak istotna różnica między pracą typowej przetwornicy
trybu voltage mode, a pracą przetwornicy wykonanej na
bazie układu MC34063. Przypomnijmy, typowy zasilacz
(dowolnej konfiguracji, z jedynym ograniczeniem stwierdzającym, iż regulacja odbywa się w oparciu o modulację
współczynnika PWM) reguluje w oparciu o następującą
zasadę. Błąd napięcia wyjściowego względem wartości
zadanej jest wzmacniany, który to sygnał przekłada się
na taką zmianę współczynnika wypełnienia kluczowania,
aby zmniejszyć powstały błąd, aby napięcie wyjściowe
wracało w kierunku wielkości zadanej. Inaczej mówiąc,
pętla regulacji jest pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego.
W czym odmienny jest MC34063. Układ także reguluje w
oparciu o modulację szerokości impulsów. Wykorzystuje w
tym celu pętlę sprzężenia zwrotnego o takiej samej transmitancji jak nakreślono wyżej. Na czym więc polega jego
specyfika? Otóż, nie wystarczy określony błąd wyjścia,
który „karmi” pętlę stabilizacji. Wymagane są tętnienia
wokół wartości zadanej. Ktoś powie, tętnienia są zawsze,
w każdym zasilaczu. Jednak tu ta cecha jest bardzo
ważna i nie przemawia na korzyść układu MC34063. Tu
tętnienia z zasady są większe i nic nie pomoże większa
pojemność kondensatora wyjściowego. Układ scalony
MC34063 nie zawiera bowiem klasycznego modulatora
PWM jako bloku sterowanego napięciem (lub prądem). W
konsekwencji mogą wystąpić nieregularne skoki sygnału
SERWIS ELEKTRONIKI
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
sterującego kluczem, aczkolwiek uśredniony (w ramach
wielu cykli) PWM podąża w takim kierunku, aby sprowadzić błąd wyjścia do zera. Sprawy także nie poprawia
brak klasycznego wzmacniacza błędu co sprawia, iż
wzmocnienie w zamkniętej pętli regulacji nie jest duże.
Nieco bardziej „regularna” jest praca układu w trybie ograniczenia prądowego. Układ ma możliwość monitorowania
prądu płynącego w obwodzie klucza, i nie ma większego
znaczenia, iż rezystor-czujnik nie jest odniesiony względem masy, a plusa zasilania. Tryb pracy z kontrolą prądu
nie jest także typowym trybem current mode.
Przekształcenie zasilacza liniowego w układ pracujący
impulsowo pokazano na rysunku 1.1a i b. Zasilacz liniowy
potrafi tylko „zbijać” napięcie, dlatego przekształcenie
prowadzi do konfiguracji Step-Down. Tok postępowania
(dla celu pozyskania zasilacza impulsowego) jest ogólnie
znany i nie będziemy go tu powtarzać. Należy jednak
zwrócić uwagę na jedną cechę. Istnieje subtelna różnica
między komparatorem (analogowym) a wzmacniaczem
operacyjnym. Rysunek 1.1b odpowiada budowie przetwornicy bazującej na układzie scalonym MC34063, która
jest w szczegółach odmienna od układów uznanych za
tradycyjne. Układ ten nie posiada bowiem klasycznego
wzmacniacza błędu, zaś „wzmacniacz” uwidoczniony
w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego należy nazwać
komparatorem. Zarówno w zasilaczu liniowym jak i w
tradycyjnej przetwornicy, na wyjściu wzmacniacza operacyjnego obserwujemy sygnał analogowy (w zasilaczu liniowym steruje on szeregowym elementem regulacyjnym,
w impulsowym modulatorem PWM). Tu (na rys. 1.1b) jest
inaczej. Wyjście komparatora jest sygnałem logicznym,
dwustanowym. Nazwano je Digital Control Signal (w odróżnieniu od jego liniowego odpowiednika Linear Control
Signal). Czy zatem przetwornica z MC34063 jest bardziej
„cyfrowa” od tradycyjnych? Spostrzeżenie takie nie jest
pozbawione sensu. Jednak tutaj określenie “digital” nie
przysparza zalet układowi, a jedynie upraszcza jego
konstrukcję.
a/
Vin
Vout
Linear Control
Signal
+
Error
Amp
-
Ref
Voltage
b/
Vin
Vout
Gated
Latch
Error
Amp
+
-
Ref
Voltage
Digital
Control Signal
OSC
Rys.1.1. Stabilizator liniowy kontra impulsowy
2. Opis funkcjonalny układu scalonego
Układ zawiera wszystkie wymagane bloki funkcjonalne, aby z niewielką liczbą biernych elementów zewnętrznych wykonać przetwornicę typu step-up, step-down, jak
również zasilacz odwracający polaryzację napięcia wejściowego. Wśród bloków funkcjonalnych można wyróżnić:
skompensowane termicznie źródło napięcia odniesienia,
komparator, specjalnej konstrukcji oscylator (z regulowanym współczynnikiem wypełnienia), obwód ograniczenia
prądowego, driver tranzystora kluczującego oraz sam
klucz o dopuszczalnym napięciu 40V i szczytowym
prądzie 1.5A. Mimo „małej” obudowy, wykorzystano aż
3 nóżki na oddzielne wyprowadzenie kolektora i emitera
tranzystora kluczującego oraz kolektora tranzystora drivera. Taka konstrukcja umożliwia prostą implementację
zewnętrznego klucza zarówno w postaci tranzystora npn,
jak i pnp.
3. Opis działania układu scalonego
MC34063
Drive 8
Collector
1 Switch
Collector
B
A
Q2
SQ
R
Ipk 7
Sense
Q1
100
Ipk
C
Oscillator T
VCC
6
Comparator
+
Comparator 5
Inverting
Input
-
1.25 V
Reference
Regulator
2 Switch
Emitter
3 Timing
Capacitor
4
Gnd
Rys.3.1. Struktura wewnętrzna układu MC34063
Na początek podamy uproszczony schemat działania,
po czym uzupełnimy go o elementy mniej istotne, a mogące utrudnić zrozumienie idei pracy.
Istotną cechą układu scalonego jest konstrukcja oscylatora. Pełni on tu kilka istotnych funkcji, w szczególności
zastępuje (oprócz samego oscylatora) modulator PWM
oraz obwód ograniczenia nadprądowego. Mimo, iż oscylator wyznacza częstotliwość kluczowania przetwornicy, nie
jest to narzucona częstotliwość stała. Obwód oscylatora
wymaga jedynie jednego elementu zewnętrznego, jest
nim kondensator podwieszony na n.3 układu scalonego.
Kondensator ten jest naprzemiennie ładowany i rozładowywany między dwoma poziomami referencyjnymi 0.75
i 1.25V. Źródło prądowe charge ma wydajność 35µA,
źródło discharge - 200µA. Przyjęcie takich wartości
zapewnia stosunek czasu zbocza narastającego do opadającego jak 6:1. Ponadto, ustalenie wydajności źródeł
prądowych powoduje, iż nachylenie zboczy jest odwrotnie
proporcjonalne do pojemności zewnętrznego kondensa-
SERWIS ELEKTRONIKI
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
tora. Przyjęcie zaś ustalonych poziomów referencyjnych
sprawia, iż częstotliwość oscylacji jest także odwrotnie
proporcjonalna do CT. Jak zobaczymy dalej, założenia te
są spełnione jedynie z grubym przybliżeniem, niemniej
na razie pozostajemy przy nich.
O współczynniku wypełnienia kluczowania w istocie
decyduje współzależność sygnałów A i B, i jedynie częściowy wpływ ma tu praca oscylatora. Sygnał A przyjmuje “1” logiczną w fazie zbocza narastającego (na CT).
W fazie zbocza opadającego A jest zawsze zerem. O
stanie klucza przetwornicy decyduje jednoznacznie stan
przerzutnika Latch, gdy Q=1 klucz jest włączony, gdy
Q=0 klucz jest wyłączony. Zatem należy się przyjrzeć
obwodowi ustawiania i zerowania tego Latch´a. Reset to
sygnał A w negacji. Zatem przerzutnik jest wyzerowany
zawsze podczas opadającego zbocza oscylatora. Wejście
Reset jest dominujące, a więc przerzutnik w tym czasie
nie może być ustawiony. Jeśli zaś zostanie wcześniej
ustawiony pozostanie w stanie Q=1 do czasu rozpoczęcia rozładowywania CT niezależnie od relacji napięć na
komparatorze, które w międzyczasie wystąpiły. Ta cecha
właśnie jest odpowiedzialna za duże tętnienia napięcia na
wyjściu przetwornicy, jak również za fakt „nieregularnego”
kluczowania (dopiero uśredniony współczynnik kluczowania w ramach wielu cykli daje wartość pożądaną).
Sygnał ustawiający przerzutnik jest iloczynem logicznym dwu sygnałów, A i B. Skoro B pochodzi z wyjścia
komparatora moment ustawienia przerzutnika kontrolowany jest relacją między napięciem wyjściowym i zadanym
(blokiem REF i zewnętrznym dzielnikiem rezystancyjnym).
Jednak nawet podczas permanentnego zbyt niskiego
napięcia na wyjściu, współczynnik kluczowania nie może
przekroczyć stosunku 6/7 (stan taki ma miejsce w fazie
startu zasilacza, gdy równocześnie przebiegi nie są modyfikowane obwodem ograniczenia prądowego). Przyjęcie
nakreślonej wyżej koncepcji skutkuje efektem, iż czas
włączenia klucza może być ułamkiem właściwym czasu
ładowania CT, lecz po nim może nastąpić dowolna liczba
cykli pełnego, maksymalnego wypełnienia kluczowania
układu. Istotną komplikację wyżej nakreślonych przebiegów wnosi obwód ograniczenia prądowego. O ile źródło
prądowe rozładowujące kondensator CTIMING ma stałą
wydajność, o tyle do wymienionej wyżej wartości +35µA
należy dodać sporą poprawkę. Wydajność tego źródła jest
w istocie funkcją spadku napięcia między wyprowadzeniem zasilania i IPK. Dane katalogowe podają, iż ICHARGE jest
zwiększane, gdy ów spadek napięcia (na zewnętrznym
rezystorze) przekroczy wartość 330mV. To jednak kolejne,
grube uproszczenie. Charakterystyka (zależności ICHARGE
do VCC-VIPK) nie jest progowa, aczkolwiek stroma (wartość
1/3V przyjęto jako dającą równy czas zbocza narastającego i opadającego). W ten sposób sygnał napięciowy
(spadek napięcia na zewnętrznym rezystorze RCURRENTSENSE) modyfikuje stromość zbocza narastającego na CT, a
tym samym czas tON klucza, w konsekwencji współczynnik
PWM. Ograniczenie prądowe powoduje obniżenie PWM
i jest nadrzędne nad pracą napięciowej pętli ujemnego
sprzężenia zwrotnego. Powoduje jednak także wzrost
częstotliwości kluczowania. Kolejną pominiętą wyżej
cechą, zaciemniającą prostą zasadę pracy układu jest
czas opóźnienia przełączania między źródłem charge
i discharge. Skutkiem tego, szczególnie w warunkach
ograniczenia prądowego (duża wydajność ICHARGE) górny
poziom komparacji może być zdecydowanie przekroczony
ponad zadaną wartość 1.25V. A to skutkuje wydłużeniem
czasu rozładowania CT (wyżej założono, że czas ten jest
stały) co odpowiada tOFF-MIN klucza przetwornicy.
Nakreślony na wstępie prosty obraz pracy układu stał
się nieco zagmatwany i mniej sympatyczny. Najważniejsze jednak jest to, iż MC34063 działa w praktyce sprawnie
i jest bardzo żywotny (trudno go uszkodzić). Jest mały
(obudowa o 8 wyprowadzeniach), wymaga niewielu elementów zewnętrznych oraz zapewnia wysoką sprawność
przetwarzanej energii. Ponadto jest bardzo elastyczny w
aplikacji, pokażemy to na kilku przykładach. Wcześniej
jednak podsumujmy, co najważniejsze.
O stanie klucza decyduje stan wyjścia Q przerzutnika
RS. Reset jest dominujący nad Set i wejście to kontrolowane jest stanem oscylatora. Set także nadzoruje oscylator, plus wyjście komparatora pracującego w charakterze
wzmacniacza błędu. Ta logika sprawia, iż klucz może być
włączony tylko w fazie narastającego zbocza oscylatora.
W fazie zbocza opadającego jest on zawsze wyłączony
niezależnie od relacji wyjścia względem poziomu referencyjnego. Załączenie klucza może nastąpić już na początku
fazy zbocza narastającego (sytuacja taka wystąpi, jeśli
już wcześniej napięcie wyjściowe opadło poniżej poziomu
odniesienia) lub w dowolnym momencie tej fazy zegara.
Jeśli jednak klucz został włączony, pozostanie w tym
stanie do końca fazy zbocza narastającego (niezależnie
od tego co dzieje się z wyjściem). Logika, z jednej strony
prosta, z drugiej jednak budząca wątpliwości, jako że
praca klucza może być bardzo nieregularna. Ten mechanizm jednak, wraz z niemniej specyficznie pracującym
ograniczeniem prądowym, okazuje się bardzo sprawny.
Dokładniej przyjrzymy mu się na oscylogramach zdjętych
z pracy przetwornicy z różnym obciążeniem.
4. Układy aplikacyjne przetwornic z
układem scalonym MC34063
Podstawowymi aplikacjami są przetwornice konfiguracji step-down (buck), step-up (boost) oraz “inverting”
(odwracająca polaryzację napięcia; pierwowzór flyback-a). Te 3 bazowe konstrukcje z wykorzystaniem układu
scalonego MC34063 pokazują rysunki 4.1 do 4.3. Ciekawe jest także połączenie dwu pierwszych topologii w
buck-boost. MC34063 umożliwia prostą aplikację takiej
przetwornicy. Łączy ona w sobie zalety obu za cenę
dodatkowego klucza. Umożliwia w jednym procesie regulacji uzyskać napięcie wyjściowe zarówno niższe, jak
i wyższe od wejściowego. To szczególnie cenna cecha
w układach zasilanych bateryjnie. Rysunek 4.4 pokazuje
przekształcenie układu step-up i step-down w buck-boost.
Rysunek 4.5 pokazuje zaś pełną aplikację, zaczerpniętą
z noty aplikacyjnej firmy ON Semiconductor.
Obok podstawowych aplikacji z rys. 4.1a, 4.2a, 4.3a
pokazano implementację zewnętrznego klucza. To konieczne, gdy wymagania prądowe i/lub napięciowe prze-
SERWIS ELEKTRONIKI
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
a/
170µH
a/
1
S
Q
R
Q2
180
Q1
Rsc
Ipk
Osc
6
100µF
7
3
Comp.
1.25 V
Ref
Reg
L
220µH
CT
470pF
5
Vin
Osc
6
12V
Vout
5.0V
500mA
3.6k
Ipk
100µF
R2
CT
3
VCC
+
-
Comp.
1.25V
Ref
Reg
Vout
1.0µH
Rys.4.2a. Przetwornica Step-Up Converter
Optional Filter
b/
b/
7
2
V in
8
7
Vout
R sc
1.0µH
Optional
Filter
100µF
Rys.4.1a. Przetwornica Step-Down Converter
1
Vout
1
2
R sc
Vin
6
6
Rys.4.2b. Zewnętrzny klucz NPN
Rys.4.1b. Implementacja zewnętrznego klucza NPN
c/
R
c/
8
1
1
8
V
7
7
2
2
R sc
R sc
V in
Vout
28V
175mA
CO
330µF
R2
47k
R1
2.2k
100µF
8
CT
1500pF
4
5
CO
470µF
Vout
2
R sc
0.22
4
R1
1.2k
Q1
R
CT
VCC
+
-
Q2
S Q
2 1N5819
0.33
25V
1
8
7
Vin
L
1N5819
8
Vin
6
6
Rys.4.1c. Zewnętrzny klucz w postaci tranzystora PNP
Rys.4.2c. Modyfikacja umożliwiająca nasycenie
zewnętrznego tranzystora
SERWIS ELEKTRONIKI
Vout
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
a/
a/
8
1
2
3
1.25V
Ref
Reg
Comp.
5
R2
8.2k
4
100µF
Vout
-12V
100mA
b/
1
7
2
Vout
6
Rys.4.3b. Zewnętrzny klucz NPN
c/
1
Vout
8
Vin
2
6
Rys.4.3c. Zewnętrzny klucz PNP
Co
Q2
c/
+Vin
Q1
+Vout
D2
L
+Vout
D2
Q2
Co
Rys.4.4. Przekształcenie konfiguracji Step-Down (a) i
Step-Up (b) w Step-Up/Down (c)
1.0µH
Rys.4.3a. Przetwornica Inverting Converter
8
L
D1
Optional Filter
7
+Vin
CO
1000µF
R1
953
Vout
Vin
b/
1N5819
CT
VCC
+
-
100µF
Osc
L
88µH
1500pF
6
Co
D1
7
Ipk
+Vout
L
Q1
R
R sc
0.24
Q1
Q2
S Q
Vin
4.5V÷6.0V
+Vin
kraczają parametry klucza wewnętrznego. Okazuje się,
iż w tym miejscu pojawia się problem. Porządny klucz
ma mieć zerowe napięcie w stanie włączonym i zerowy
prąd w stanie wyłączonym. Problem jest, z pierwszym,
z porządnym nasyceniem tranzystora. A to szczególnie
ważne w przetwornicach niskiego napięcia, wtedy spadek
napięcia na włączonym kluczu zdecydowanie degraduje
sprawność przetwarzania energii. Sprawa wygląda nieco inaczej w topologiach buck i inverting, oraz w boost.
Rozważymy dlatego dwa przypadki.
Jeśli klucz jest High Side Switch-em wykonanym
na tranzystorze npn, trudno go nasycić nie dysponując
pomocniczym napięciem wychodzącym poza zakres wejściowego. Z reguły, z sytuacją taką trzeba się pogodzić,
gdyż generacja dodatkowego napięcia może być nieopłacalna. Nie pozostaje nic innego, jak połączyć z sobą
kolektory drivera i klucza w układzie scalonym i podpiąć
je do napięcia wejściowego (lub za rezystor ograniczenia
prądowego). To już Darlington. Do tego trzeci zewnętrzny
tranzystor (patrz rys. 4.1b i 4.3b). Taki klucz nie zostanie
nasycony, a napięcie kolektor-emiter w stanie włączenia,
nie spadnie poniżej dwu woltów. To bardzo dużo. W tym
przypadku dobrą alternatywą jest zastosowanie klucza w
postaci tranzystora pnp. Klucz wewnętrzny trzeba wtedy
przekonfigurować do Low Side switch-a, a zewnętrzny
tranzystor z powodzeniem zostanie nasycony.
Nieco inaczej jest w konfiguracji step-up. Tu, wymagamy Low Side Switcha. Sytuacja jest względnie
komfortowa, gdy zewnętrznego klucza nie trzeba (rys.
4.2a). Q1 nie trudno nasycić i dane katalogowe podają,
iż napięcie kolektor-emiter nie przekroczy 0.45V (gdy
driver z kluczem pracują jako Darlington, trudno zagwarantować mniej niż 1V spadku napięcia na włączonym
kluczu). Gdy jednak, potrzebny jest zewnętrzny tranzystor, trudno uniknąć konfiguracji w postaci Darlingtona.
Tu, zabieg z zastosowaniem tranzystora pnp nie jest
możliwy. Połączenia typu Darlingtona można uniknąć,
SERWIS ELEKTRONIKI
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
D1
1N5818
R BE
300
Co
330
RB
150
8
1
S
Q2
Q
Q1
R
170
7
Rsc
0.22
Vin
7.5÷14.5V
Vout
10 V
120mA
D2
1N5818
120µH
Q1
MPSU51A
Ipk
OSC
2
CT
CT
510pF
VCC
6
3
1.25V
Reference
Regulator
+
100µF
Comp
5
-
MC34063
GND
4
R2
9.1k
R1
1.3k
Rys.4.5. Praktyczne rozwiązanie zasilacza
Step-Up/Down
T1
Vout
190V
5.0mA
1N4936
L p = 140µH
1.0µF
8
1
S
Q
R
170
7
Ipk
0.24
Vin
4.5÷12V
6
OSC
2
CT
VCC
3
+
100µF
Comp
-
5
1.25V
Reference
Regulator
GND
680pF
4
4.7M
27k
10k
Rys.4.6. Prosty zasilacz napięcia +190V/5mA z baterii
4.5 do 12V
przepinając kolektor tranzystora wewnętrznego do UWE.
Zabieg taki może jednak przynieść jeszcze większe
straty mocy, jeśli zewnętrzny klucz charakteryzuje małe
wzmocnienie b. Optymalne rozwiązanie pokazuje rysunek
4.2c. Jest ono jednak trudne do zaakceptowania, gdyż
wymaga odczepu na indukcyjności L. Wróćmy jeszcze
do rysunku 4.2a. Powiedziano wyżej, że tu sytuacja jest
komfortowa. Aby tak było, należy zadbać o pewne, lecz
nie głębokie nasycenie Q1. Dane katalogowe podają, iż
praca z prądem bazy większym aniżeli 1/10 prądu kolektora, zdecydowanie degraduje parametry dynamiczne.
Czas wyjścia klucza z nasycenia, może dochodzić do 2
mikrosekund. Czas ten należy uwzględnić, gdy przetwornica kluczuje z częstotliwością powyżej 30 kHz. Problem
sprowadza się jednak do optymalnego doboru rezystora
w kolektorze drivera Q2.
Teraz krótko, o układzie pokazanym na rysunku 4.5,
przetwornicy Step-Up/Down. Choć ta konfiguracja potrzebuje dwu kluczy, wystarczy dołożyć jeden tranzystor
pnp. Jego sprzężenie doskonale ułatwia rozdzielenie
kolektorów drivera Q2 i klucza Q1. Konfiguracja ta jest
także pozbawiona problemu należytego nasycenia obu
kluczy w stanie ich włączenia. Fakt ten odbija się na
przyzwoitej sprawności 74% i to przy stosunkowo niskich
wartościach napięcia wejściowego i wyjściowego. Pamiętajmy, tranzystory kluczują równocześnie, a ich obwody
wyjściowe pracują szeregowo. Podobnie jest z kluczującymi diodami D1 i D2. Układ przywołany w bieżącym
przykładzie przetwarza napięcie z przedziału 7.5 do 14.5V
w stabilizowane +10V. Prąd nie jest imponujący, 120 mA.
Line i Load Regulation na poziomie 0.1%, output ripple
0.1V, zaś prąd zwarciowy nieco powyżej 1.5A.
Układ scalony będący tematem niniejszego opracowania dedykowany jest dla przetwornic DC-DC w zakresie
niskich (głównie bateryjnych) napięć. Jego konstrukcja
nie wyklucza jednak aplikacji wykraczających poza ten
stereotyp. Rysunek 4.6 pokazuje zasilacz wysokiego napięcia 190V, aczkolwiek o znikomej wydajności prądowej
5mA. Wbrew pozorom, w wielu urządzeniach takie napięcie „polaryzacji” jest wymagane. Z uwagi na niewielką
moc, wypada pozyskać je tanim kosztem.
Schemat pokazany na rys.4.6 jest modyfikacją konfiguracji step-up (z rysunku 4.2). Zastąpienie cewki indukcyjnej transformatorem pozwala uzyskać wyższe
napięcie wyjściowe od tego które wytrzymuje klucz (w
układzie scalonym). Pojawia się jednak nowa komplikacja
i ograniczenia. Powstała konfiguracja flyback, choć układ
nadal nie realizuje izolacji galwanicznej między wejściem
a wyjściem. Transformator ma nieuchronnie pasożytniczą
indukcyjność rozproszoną. Mimo to, nie zastosowano
tradycyjnych zabiegów chroniących klucz przed energią
tej niechcianej indukcyjności. W układach małej mocy,
często można sobie na to pozwolić, aczkolwiek sprawa
jest „ryzykowna”, i narzuca ciasne restrykcje na zastosowany rdzeń i sposób nawijania uzwojeń transformatora. Należy także skrupulatnie przeliczyć dopuszczalne
parametry klucza, jego prąd i napięcie pamiętając, iż w
chwili wyłączenia klucza, jego kolektor doznaje sumy
napięć: wejściowego, przetransformowanego na stronę
pierwotną wyjścia oraz impulsu z leakage inductance.
SERWIS ELEKTRONIKI
Budowa i działanie przetwornicy napięcia
CD6153/..32
+M = 16V
7 Ograniczanie pr¹dowe = 0.6A
Wewnêtrzne
Ÿród³o
pr¹dowe
6
+ Kontrola pr¹du
przy napiêciu U pin6,7 > 0.3V
pr¹d na nó¿ce 3 roœnie =
= krótszy czas przewodzenia na n.2
Oscylator
8
1
IC61535
MC34063
R
L61538
2
&
+
1.25V
CC61636
3
S
L61537
CR61538
CD61538
Impulsy zostaj¹ „wygaszone”,
gdy napiêcie U pin5 <1.25V
+Q = 8,5V
C61537
C61539
CR61537
5
CR61536
4
(1)
(1) – Stabilizacja napiêcia
(2) – Praca w trybie ograniczania
pr¹dowego
(2)
Rys.4.7a. Aplikacja MC34063 jako postregulator w odbiorniku Grundig chassis DIGI100
11
5V
IC38005
LowDrop
6
Kontrola pr¹du
1
8
IC38030
MC34063
C38401
11
CT38401
CIC38080
22kHz
3 Oscylator
4
CT38065
CT38070
1.25V
4
CR38023/24
CR38021
CT38020
LNC OFF
13
CT38050
CT38021
14/18V
7
14
5
CIC38010
CT38045
S
5
3
CR38061/62
+5V
CT38402
2
11-26V
MF38063
400mA
CR38404
CT38040
14
D38061
L38056
C38054
CR38013
R
&
D38051
CR38042
Oscylator
CR38033
CR38035
7
Uk³ad roz³adowywania przy
prze³¹czeniu z 18V na 14V
+M=16V
SAT-TUNER
12V
DiSEqC
3
2
1
SCL
15
2
SDA
3
ENA
4
Rys.4.7b. MC34063 na module “SAT-Baustein” w OTVC Grundig DIGI100
Układ pokazany wyżej przetwarza energię ze źródła 4.5
do 12V. Rezystor ograniczenia prądowego pozwala na
bezpieczną pracę MC34063 nawet w warunkach zwarcia
wyjścia. Prąd zwarciowy wielokrotnie przewyższa gwarantowany prąd w trybie stabilizacji napięcia (odpowiednio
113 i 5mA). Output ripple przyzwoite, na poziomie 0.25V.
Line- i Load-Regulation tradycyjnie, poniżej jednego procenta, choć sprawność (w warunkach Vin=5V,Iout=5mA)
jedynie 68%.
Na zakończenie punktu poświęconego aplikacjom
MC34063, chcemy pokazać przykład z odbiornika OTV.
Rysunek 4.7a i b to fragmenty schematu odbiornika Grundig chassis DIGI100. To jeden z bardziej rozbudowanych
telewizorów CRT, i jak przystało na firmę niemiecką,
materiały serwisowe producenta przygotowane bardzo
starannie. Tu MC34063 pracuje dwukrotnie, jako postregulator napięcia +8.5V, oraz na module “SAT-Baustein”
jako zasilacz napięcia 14/18V dla konwertera anteny.
Pierwszy w konfiguracji buck, drugi – flyback. Niestandardowo wykorzystano obwód ograniczenia prądowego,
realizując tu także funkcję wyłączania „przetworniczki”.
Na linię kabla przesyłającego sygnał i zasilanie dodano
także informacje DiSEqC i tonu 22kHz. W tym celu trzeba
było dodać elementy zwiększające impedancję wyjściową
samego źródła zasilania. Zabezpieczenie przed zwarciem
na linii kabla zrealizowano bezpiecznikiem. To jednak
nie tradycyjny “topik”, a bezpiecznik PTC odzyskujący
własności przewodzenia po ustąpieniu zwarcia.
}
Ciąg dalszy w następnym numerze
SERWIS ELEKTRONIKI