Co ciekawego kryje stabilizator LM317? (cz.2)
advertisement
Co ciekawego kryje stabilizator LM317? Co ciekawego kryje stabilizator LM317? (cz.2) Karol Świerc 5. Aplikacje układu LM317 5.1. Aplikacje elementarne Podstawową aplikację pokazano już w punkcie 3. Zawiera ona oprócz LM317, jedynie dwa rezystory programujące wartość napięcia wyjściowego. Zwierając jeden (R2) z tych rezystorów łatwo wyłączać napięcie wyjściowe sygnałem logicznym. To najczęściej wykorzystuje się w typowej aplikacji. Jednak, w odróżnieniu od typowych stabilizatorów, gdzie ingerencja w pętlę sprzężenia zwrotnego pozwala wyłączać układ, tutaj napięcie wyjściowe nie jest wyłączane do zera. Pozostaje 1.2V. Tak niska wartość nie jest na ogół problemem i można uznać, iż obciążenie nie pracuje, nie pobiera prądu. Jednak, jeśli fakt resztkowego napięcia jest problemem, „załatwienie go” nie jest całkiem proste. W popularnym OTV Schneider chassis DTV1, DTV2, zastosowano na wyjściu dwie szeregowe diody zbijając (w każdym trybie pracy) wyjście o ok. 1.2 do 1.4V. Bardziej eleganckie załatwienie sprawy wymaga dodatkowego napięcia ujemnego. Wymienione tu rozwiązania pokazano na rysunku 5.1a,b,c. Na rys.5.1d pokazano aplikację stabilizatora z wolnym startem, na rys.5.1e stabilizator programowany cyfrowo liczbą binarną, a na rys.5.1f stabilizator z dodatkowym ograniczeniem prądowym. Układ ograniczenia „nie zabiera” (jak zwykle) cennego napięcia dodatniego, ulokowany jest „poniżej” masy. Na bazie LM317 jest bardzo łatwo wykonać źródło prądowe. Pokazuje to rys.5.1g. Takie źródło prądowe może być obciążeniem stopnia wzmacniającego poprawiając jego parametry (jak pokazano na rys.5.1h). Na rysunku 5.1i pokazano wtórnik napięcia obciążony dużą rezystancją dynamiczną źródła prądowego wykonanego na bazie LM317. Zmniejszyć tętnienia, oraz podnieść stabilność napięcia wyjściowego można także w inny sposób. W miejsce dużej wartości rezystora między wyprowadzeniem ADJ i masą (ma sens tylko wtedy, gdy napięcie wyjściowe jest >> 1.2V) można wstawić diodę Zenera. Niewielką zaś szeregową rezystancją można precyzyjnie dobrać wartość programowanego napięcia. Rozwiązanie takie pokazuje rysunek 5.1j. W układach elektroniki wrażliwej na szumy i zakłócenia stosuje się oddzielne stabilizatory dla niemal każdego układu scalonego (dużej skali integracji). Wykorzystując układy LM317, tylko w jednym należy zamknąć obwód sprzężenia zwrotnego. We wszystkich zaś połączyć ze sobą wyprowadzenia ADJ. Zapewni to jednakowe napięcie na wyjściach LM317 VIN IN Z trafa zasilacza LM317 OUT 150R 1% ADJ T4 T5 Napiêcie z trafa przetwornicy LM385 1.2V R3 680 -10V Rys.5.1b. Ten zasilacz „potrafi regulować” od zera LM317 VIN 27R 7V - 35V VIN VOUT ADJ C2 0.1µF R2 720 2N2219 TTL 1k Rys.5.1c. Typowa aplikacja wyłączania napięcia sygnałem logicznym LM317 VIN 390R 1% VIN VOUT ADJ C2 0.1µF R2 2.7k * – dwie diody – sposób na „resztkowe” napiêcie w stanie wy³¹czenia LM317 (w istocie LM… jest ca³y czas w³¹czony, zmieni³ siê jedynie obwód sprzê¿enia zwrotnego) Rys.5.1a. Podłączanie OTVC do trybu standby – Schneider chassis DTV1 (DTV2) VOUT 5V R1 240 C1 0.1µF 8.2V (na ST-BY 0V) T6 R1 200 R2 5k 14.5V (na ST-BY 1.2V) 12.8V (na ST-BY 0V) STANDBY – “H” ON – “L” 1.2k 1% VOUT VOUT ADJ C1 0.1µF Z trafopowielacza * VIN 35V R1 240 VOUT 15V R3 1N4002 51k 2N2905 C1 25µF Rys.5.1d. Stabilizator napięcia 15V z wolnym startem SERWISELEKTRONIKI Co ciekawego kryje stabilizator LM317? LM317 VIN VIN VOUT VOUT ADJ R1 240 wszystkich stabilizatorów. Pamiętać trzeba jedynie o warunku minimalnego obciążenia, układy LM317 bez obwodu sprzężenia zwrotnego nie mają obciążenia wstępnego. Taką aplikację pokazuje rysunek 5.1k. 10 - 40V R2 C1 0.1µF LM395 INPUT R1 10k OUTPUT INPUTS VIN Rys.5.1e. Napięcie programowane 4-bitowym sygnałem binarnym V OUT = 1.25V VOUT ADJ LM317 ( 1+ R2 ) + IADJ R2 R2 R2 12 LM317 IN VIN Rys.5.1i. Wtórnik obciążony źródłem prądowym OUT VOUT ADJ R1 120 LM317 Transformator, diody prostownicze, filtr sieciowy VIN + VIN 15V R 2k VOUT ADJ C1 0.1µF R4 = 2×R3 = 10R VOUT R1 2k 5% 10V R2 1.5k 1% LM329 R3 4.7R R3 267 1% I OGR 120mA R4 = 2×R3 – aby uk³ad potrafi³ zredukowaæ napiêcie do zera w sytuacji zwarcia wyjœcia Rys.5.1f. Stabilizator z ograniczeniem prądowym IOGR @ 0.6V/R3 LM317 VIN R1 VIN 1.2V I= R1 Rys.5j. Zasilacz o podwyższonej stabilności napięcia wyjściowego VIN VIN VOUT LM317 VOUT ADJ VIN Rys.5.1g. Czy źródło prądowe może być jeszcze prostsze? VOUT ADJ VOUT VIN LM317 VIN R1 120 VOUT ADJ VOUT LM317 VIN VOUT ADJ R2 1k V+ LM317 R1 10k INPUT Rys.5.1k. Wszystkie stabilizatory wytwarzają jednakowe napięcia (z dokładnością ±0.1V) choć sprzężenie zwrotne zawarte jest tylko w jednym VIN VOUT ADJ R2 12 5.2. Stabilizator o zwiększonej obciążalności prądowej OUTPUT LM395 Rys.5.1h. Wzmacniacz obciążony źródłem prądowym Jeśli wymagane jest większe obciążenie prądowe aniżeli potrafi dostarczyć LM317, łatwo go wzmocnić stosując dodatkowy zewnętrzny tranzystor (tranzystory). Rysunek 5.2 pokazuje taką aplikację. LM317 może dostarczać prąd od 100mA do 2A, przede wszystkim SERWISELEKTRONIKI Co ciekawego kryje stabilizator LM317? 3-LM195´S IN PARALLEL Q2 R3 500 Q1 2N2905 VIN LM317 ILM VIN R1 22 C1 10µF VOUT ADJ R5 5k R4 120 C2 10µF LM317 jako sterownik Ujemne sprzê¿enie zwrotne „pr¹dowe” Q1 2N3792 I1 1N4002 R2 5k Tranzystor kluczuj¹cy 8V÷35V A LM317 R1 22 VIN VOUT C3 47µF C1 50µF C2 0.01µF R4 5k R5 100 Obciążenie wstępne MIN = 30mA Rys.5.2. Zasilacz regulowany o podwyższonej obciążalności prądowej 1.8V÷32V R3 240 R6 15k C3 300pF C4 100µF D1 1N3880 Dodatnie sprzê¿enie zwrotne Ujemne sprzê¿enie zwrotne Rys.5.3a. Zasilacz impulsowy 1.8V ÷ 32V/3A 3-LM195 Q1 2N2905 R3 500 VIN 8V÷35V C1 100µF R2 500 LM317 VIN R1 300 VOUT ADJ R5 15k R8 100 Ujemne sprzê¿enie zwrotne „pr¹dowe” R4 2.5R C2 100pF VOUT 1.8V÷32V L1 600µH R6 240 R7 5k 5.3 Zasilacz impulsowy Dodając dodatnie sprzężenie zwrotne (histerezę) oraz indukcyjność, łatwo przekształcić ten układ w zasilacz impulsowy. Rozwiązanie takie pokazuje rysunek 5.3 a i b. Układ z rysunku 5.3b poza zwiększoną obciążalnością prądową, wykorzystując ukad LM395 zawiera zabezpieczenie nadprądowe, którego układ bazowy (5.3a) jest pozbawiony (mimo integracji funkcji overload przez LM317), który teraz pracuje bardziej jako sterownik aniżeli samodzielny stabilizator. Jak zasilacz ten działa? Zacznijmy od momentu, w którym potencjał w węźle kolektor Q1-katoda D1 wykazuje skok dodatniego zbocza, czyli od momentu włączenia klucza Q1. Wspomniany skok napięcia zostanie przeniesiony przez dzielnik R5R6. To stosunkowo duży podział 1:150. Zanim skok ten przedostanie się do obwodu sprzężenia zwrotnego układu LM317, należy go jeszcze podzielić przez dzielnik który stanowią R3-R4. Ten podział jest zależny od wartości napięcia wyjściowego, regulowanego potencjometrem R4. Aby mieć obraz szacunkowych wartości, przyjmijmy L1 600µH VOUT ADJ Regulacja UWY w zależności od tego, w jakiej obudowie jest „zamknięty”. Ponadto, w zasilaczu liniowym, nigdy nie uniknie się równania P = U × I. W układzie prezentowanym w tym punkcie, zewnętrzny tranzystor przejmuje zarówno większą część prądu, jak i mocy wydzielanej w obwodzie stabilizatora. LM317 pracuje tu jako sterownik. Jego punkt pracy wyznacza głównie rezystor R1 = 22R. Tranzystory Q1-Q2 należy widzieć jako wzmacniacz prądowy. Wielkość wzmocnienia (poza h21 tranzystorów) wyznacza rezystor R2. Duży stosunek R2/R1 stanowi dzielnik prądu (nie dzielnik napięcia) ok. 1:250. Skoro, szacunkowe wzmocnienie prądowe Q1-Q2 należy oczekiwać na poziomie kilku tysięcy, wzmocnienie prądu w gałęzi równoległej (DI1/DILM) ustali się na poziomie ok. 10. Mniejsza wartość rezystancji R2 lub „zbyt dobre” tranzystory Q1-Q2 mogą zagrażać stabilności tego zasilacza. Z tego samego względu, należy wymagać minimalnego obciążenia zasilacza na poziomie uaktywniającym gałąź równoległą. Dla R1 = 22R (z uwzględnieniem R4 = 120R), dane katalogowe podają IWY-MIN = 30mA. R2 0.25R C3 0.22µF D1 1N3880 C4 100µF Dodatnie sprzê¿enie zwrotne Ujemne sprzê¿enie zwrotne Rys.5.3b. Zasilacz impulsowy 1.8V ÷ 32V/4A napięcie wyjściowe ok.12V, wtedy ów dzielnik stanowi 1:10. Pozostawiamy Czytelnikowi sprawdzenie, iż analizowany obwód, to dodatnie sprzężenie zwrotne. Nie jest ono bardzo silne, z uwagi na obliczony wyżej „podział” rzędu 1:1500. Mimo to wystarcza, aby skutecznie włączyć układ LM317 (w analizowanym momencie czasu). Rezystor R2 w obwodzie wyjścia VOUT układu LM317 stanowi już ujemne sprzężenie zwrotne. Stanowi ono o wartości prądu jaki „pociągnie” LM317. Dla napięcia wejściowego np. 25V, będzie to około 70mA. Rezystor R2, tu 0.25R, jest konieczny. Bez niego układ „bazowałby” jedynie na swoim ograniczeniu prądowym, co przy pracy kluczującej skończyłoby się uszkodzeniem LM317 i/lub tranzystora Q1. Jesteśmy na razie w momencie, w którym dodatnie sprzężenie zwrotne spowodowało włączenie klucza Q1, SERWISELEKTRONIKI Co ciekawego kryje stabilizator LM317? utrzymując prąd jego bazy na poziomie ok. 40mA (30mA bierze „na siebie” R1). Włączenie klucza spowodowało podanie napięcia UWE na indukcyjność L1. Prąd w tej indukcyjności, a tym samym prąd kolektora Q1 rośnie liniowo z nachyleniem (UWE – UWY)/L1. Prąd kolektora rośnie, prąd bazy zaś, ma tendencję opadania. Są teraz możliwe dwa scenariusze, zależne od wartości kondensatora na wyjściu zasilacza. W pierwszym, LM317 utrzymuje prąd na mniej więcej stałym poziomie. Prąd kolektora wzrośnie zaś poza granicę pozwalającą na nasycenie Q1. W drugim scenariuszu, wzrost napięcia na wyjściu wywoła znaczący spadek wartości prądu w bazie Q1. Obydwa scenariusze prowadzą do jednego. „Tak czy tak” przełączenie (wyłączenie klucza) nastąpi w oparciu o warunek IC > bIB. Na granicy nasycenia Q1 wystąpi tendencja opadania napięcia w węźle katody D1. „Tendencja” zostanie zamieniona w gwałtowny skok, jako że zostanie wzmocniona w pętli dodatniego sprzężenia zwrotnego. LM317 zostanie zablokowany, zostanie skutecznie wyłączony klucz Q1, a napięcie samoindukcji L1 włączy klucz-diodę D1. Teraz, prąd w L1 płynie „pod górkę”, a więc wyhamowuje. Gdy osiągnie wartość zero, dioda D1 nie pozwoli na zmianę kierunku prądu (w L1), tym samym napięcie na katodzie wzrośnie z zera (dokładniej z -0.7V) do UWY. Ten skok zostanie przechwycony przez dodatnie sprzężenie zwrotne, które włączy LM317 i Q1. Zauważmy, iż wzrost napięcia w węźle A od wartości zero do UWE nastąpi w dwu etapach: od zera do UWY, i od UWY do UWE. Nie należy oczekiwać, iż tę „dwuetapowość” zaobserwujemy podłączając sondę oscyloskopu do węzła A. Dodatnie sprzężenie zwrotne jest wystarczająco szybkie, aby zniwelować oczekiwany „schodek”. Niemniej, świadomość procesu opisanego wyżej jest co najmniej „pożądana”. Dopełniając opisu pracy układu, należy dodać funkcję kondensatorów C2 i C3. To kondensatory „przyspieszające”. Powodują pewne przełączanie klucza Q1. Z uwagi na konieczność ograniczania objętości artykułu, kończymy opis bieżącego punktu. Dociekliwemu Czytelnikowi pozostawiamy analizę układu z rysunku 5.3b, oraz analizę wartości elementów obu układów, a także wpływ członu LC (L1-C4) na częstotliwość i procesy przełączania prezentowanych zasilaczy impulsowych. W formie „wskazówki” niech posłużą następujące uwagi. Parametry dodatniego sprzężenia zwrotnego oraz ujemnego stabilizującego napięcie wyjściowe, są na rys.5.3b takie same jak na rys.5.3a. Ujemne sprzężenie zwrotne ustalające prąd w fazie włączenia (klucza i LM317) jest jednak silniejsze aniżeli w układzie „bazowym” (z rys.5.3a). Zwiększenie o rząd wielkości rezystancji R4 jest uzasadnione faktem, iż układ (oba układy) bazuje na wzmocnieniu prądowym tranzystora (tranzystorów). Konsekwencją tego faktu jest, iż LM317 w układzie z rys.5.3b (w stanie włączenia) pracuje z bardzo małym prądem. W warunkach, które w powyższym oszacowaniu dały 70mA, tu dadzą 7mA. Dodajmy pytanie, czy jest bezpieczny projekt układu, który bazuje na parametrze podlegającym dużym zmianom (h21 tranzystorów ma bardzo znaczne rozrzuty)? Z tym problemem poradzi sobie ujemne sprzężenie zwrotne, wprowadzając układ LM317 w „płytsze” lub „głębsze” zatkanie w fazie wyłączenia obwodu kluczującego. Nie powinna natomiast mieć miejsca sytuacja „niepełnego” zatkania w tym stanie. Z tego też powodu należy spodziewać się, iż rezystor R1 w układzie z rys.5.3b ma wartość 300R (nie 30R jak podają materiały źródłowe). 5.4. Wstępny zasilacz śledzący Ponieważ układy prezentowane w poprzednim punkcie pracują na zasadzie „chodzenia po histerezie”, są zalecane bardziej jako śledzący regulator wstępny, aniżeli zasilacz samodzielny. Jedynie niewielka zmiana „połączeń” (pokazana na rysunku 5.4a) czyni z układu faktyczny tracking preregulator (śledzący regulator wstępny). Nie stabilizuje bowiem napięcia wejściowego, lecz stabilizuje napięcie różnicowe wejście-wyjście stabilizatora liniowego. Taka kombinacja jest bardzo korzystna. Parametry stabilizacji określone są sekcją obwodu liniowego, sprawność zaś jest zoptymalizowana przez utrzymywanie minimalnego wymaganego napięcia na wejściu sekcji układu zasilacza pracującej w sposób „ciągły” (nie kluczowany). Odniesienie potencjału sekcji kluczującej względem wyjścia (nie masy) jest szczególnie korzystne w układach zasilacza regulowanego (lub programowanego). Inny przykład zasilacza dwusekcyjnego (ze stabilizatorem wstępnym i „precyzyjnym”) pokazuje rysunek 5.4b. Układ ten jest znacznie prostszy, tu bowiem oba układy LM317 pracują „liniowo”. Wart uwagi jest natomiast obwód pętli sprzężenia zwrotnego sekcji „wstępnej”. Uk³ad o du¿ej sprawnoœci energetycznej ZASILACZ z rysunku 5.3a (lub 5.3b) U WE „Zawsze” optymalne napiêcie na stabilizatorze liniowym U WY ZASILACZ LINIOWY REGUL. U WY Rys.5.4a. Zasilacz impulsowy pracuje jako „wstępny regulator śledzący” Ten stabilizator nie stabilizuje napiêcia U1, lecz U1 - U OUT R1 240 LM317 LM317 VIN C1 0.1µF R2 720 VIN ADJ VOUT U1 VIN C2 1µF R4 1k VOUT ADJ VOUT R3 120 Regulacja VOUT U OUT Rys.5.4b. Kaskadowe połączenie stabilizatorów (regulowany i wstępny - śledzący) } SERWISELEKTRONIKI Dokończenie w następnym numerze
