Model Ebersa-Molla
advertisement
WŁAŚCIWOŚCI PÓŁPRZEWODNIKÓW Struktura kryształu krzemu i tetraedr koordynacyjny utworzony przez najbliższych sąsiadów każdego jonu Si+4 (a=108o29') Model planarny periodycznej struktury półprzewodnika Krzem w grupie węglowców Element Parametr C grafit Si Ge Sn Pb diament masa atomowa 12.01115 28,09 72,60 118,70 207,21 liczba atomowa 6 14 32 50 82 ilość elektronów na ostatniej powłoce 4 4 4 4 4 wartościowość +4 +4 +4 +2, +4 +2, +4 5,0x1022 4,4x1022 gęstość atom. [#/cm3] stała sieci [nm] w 300K 0,337 0,3567 0,54308 0,56575 0,64892 (szara) 4,95 odl. m. jonami [nm] 0,142 0,154 0,235 0,244 0,28(szara) 0,350 gęstość [g/cm3] 2,25 3,52 2,32 5,323 5,8(a-szara) 7,3(b-biała) 11,34 8.10-6 1012 2.103 0,4 1,2.10-7(sz) 2,1.10-7 1-6 0,8 2,6 5,8 26,7 29 300 2000 150 60,6 65 38 - >3550 1420 937 231 327 2520 1830 1580 1390 832 rezystywność [m] dylatacja [ppm/K] przew. cieplna [W/mK] temp. topnienia [oC] temp.[oC] prężności par 10-1 mbar E E E1 E2 EC Eg E3 EV r a 0 Tworzenie się pasm energetycznych po zbliżeniu jonów na odległość stałej sieci a oraz położenie poziomu EC (zwykle pustego w półprzewodnikach w T=0 K) i poziomu EV zapełnionego elektronami w T=0 K W półprzewodnikach (i dielektrykach) istnieje pomiędzy pasmem walencyjnym o największej energii EV a pasmem przewodnictwa o najmniejszej energii EC zakres energii wzbronionej dla elektronów walencyjnych – przerwa energetyczna E g EC - EV Minimalny poziom energetyczny EC jest energią potencjalną elektronów w paśmie przewodnictwa; każdy nadmiar ponad EC jest energią kinetyczną w całkowitej energii E prawie swobodnie przemieszczającego się elektronu w przestrzeniach międzywęzłowych sieci krystalicznej półprzewodnika me*vth2 E EC 2 * gdzie: me - tzw. masa efektywna elektronu, czyli masa, która uwzględnia także oddziaływanie periodycznego pola sieci krystalicznej na elektron, vth - średnia prędkość termiczna elektronu. Generacja pary elektron-dziura w strukturze wiązań walencyjnych półprzewodnika Prawdopodobieństwo obsady dozwolonego kwantowymi prawami wyboru stanu o energii E przez elektron w półprzewodniku o temperaturze T jest wyrażone funkcją Fermiego-Diraca f n E , T 1 E - EF 1 exp kT gdzie: EF –poziom Fermiego, hipotetyczny stan energetyczny odniesienia, w którym prawdopodobieństwo znalezienia elektronu wynosi fn(EF,T)=0,5, k - stała Boltzmanna: k=8,857.10-5 eV/K. E EC EF T=0 T1 T1<T2 Funkcje Fermiego-Diraca dla elektronów fn(E) i dziur fp(E) w różnych temperaturach EV 0 fp.(E) 1,0 0,5 1,0 0,5 0 fn(E) 1.2. PÓŁPRZEWODNIKI DOMIESZKOWANE nn ND n-Si (ND=1016 cm-3) zakres samoistny 2 zakres domieszkowy 1 pękanie wiązań walencyjnych jonizacja domieszek 0 100 200 Ts 300 400 500 600 [K] T Ti Względna koncentracja elektronów w funkcji temperatury SZUMY W PÓŁPRZEWODNIKACH W półprzewodnikach występują cztery podstawowe mechanizmy szumów, które powodują, że prądy i napięcia fluktuują w sposób przypadkowy wokół wartości średniej. 1. Szumy cieplne (thermal noise), szumy śrutowe (shot noise), szumy generacyjnorekombinacyjne (G-R noise) i szumy migotania (flickier noise – albo szum typu 1/f). Szumy cieplne powstają na skutek oddziaływań drgań cieplnych sieci krystalicznej półprzewodnika w temperaturze T>0 na nośniki ładunku. Ich ruch cieplny z kolei wywołuje chaotyczne zmiany napięcia un,th(t) lub prądu in,th(t) fluktuujące wokół wartości średnich lub , obserwowane pomiędzy zewnętrznymi elektrodami próbki półprzewodnika o rezystancji R. c) a) d) b) R(w 0 K) R In Un R G=1/R(w 0K) Un R a) Szumiący rezystor rzeczywisty i jego równoważne źródła szumów: b) - napięciowe, c) - prądowe oraz d) - warunki maksymalnego przekazu mocy szumów 2. Szum śrutowy występuje przy przepływie prądu przez barierę potencjału w aktywnych przyrządach półprzewodnikowych i jest efektem mikroskopowej, dyskretnej natury prądu: I=Nq/t - jako strumienia skończonej liczby N nośników o ładunku q. Średnia kwadratowa wartość szumu śrutowego zgodnie z teorią Schottky'ego wynosi in2,sh 2qI 0 B ) gdzie I0 - wartość średnia prądu, B=Df - przedział częstotliwości, w którym mierzony jest szum. 3. Szum generacyjno-rekombinacyjny (szumy G-R), który powstaje przy fluktuacjach prędkości generacji, rekombinacji i pułapkowania nośników ładunku. Prąd szumów G-R zależy od średniego czasu życia nośników ładunku; generowanych elektronów w paśmie przewodnictwa tn I n ,G - R const B 2 1 2π n f Po przyłożeniu pola elektrycznego także w półprzewodnikach pojawia się 4. Szum migotania. Źródło prądowe tych szumów zapisywane jest w postaci I n ,1 / f kI 0a B fb gdzie: a2, b=0,8...1,4. Szum migotania jest głównym szumem obserwowanym poniżej 10 kHz i malejącym z częstotliwością. Jest związany z prądami upływności przez stany powierzchniowe, które przechwytują część nośników. Stała czasowa przebywania nośników w pułapkach może być dostatecznie długa. Przy bardzo niskich częstotliwościach szumy te mają charakter przypadkowych trzasków we wzmacniaczach akustycznych (tzw. popcorn noise). Niektóre efekty mogą być związane z obecnością ziaren i innych defektów krystalicznych. Szumy migotania słabo zależą od temperatury. DIODY PÓŁPRZEWODNIKOWE obszar złącza p-n a) anoda p-baza katoda n-baza iD b) c) uD iD uD d) a) Przekrój, b) symbol graficzny diody złączowej p-n oraz c) charakterystyka prądowo-napięciowa i d) symbol diody idealnej Aby ocenić przydatność diody w różnorodnych układach elektronicznych określane są jej maksymalne, dopuszczalne oraz charakterystyczne prądy i napięcia: URWM - maksymalne napięcie wsteczne, które może być wielokrotnie przykładane do diody, UR - maksymalne stałe napięcie wsteczne, URSM - maksymalne napięcie wsteczne, które niepowtarzalnie może być przyłożone do diody, IFSM - maksymalny prąd przewodzenia, UF - napięcie przewodzenia przy stałym określonym prądzie, IR - prąd wsteczny przy określonym napięciu rewersyjnym i temperaturze złącza Tj. iD [mA] ID uD 100 50 UBR uR [V] 100 50 0,4 0,8 [V] uD UK 50 100 [A] iR Charakterystyka napięciowo-prądowa krzemowej diody złączowej rzeczywistej Prąd diody rzeczywistej w kierunku przewodzenia składa się głównie z dwóch prądów: rekombinacyjnego i dyfuzyjnego (3.1) gdzie: u -i r iD I GR 0 exp D D S 2U T u -i r - 1 I 0 exp D D S UT - 1 IGR0 -zerowy prąd generacyjno-rekombinacyjny w obszarze złącza p-n przy uD=uF0, I0 - prąd rewersyjny nasycenia nośników mniejszościowych przy uRuD0, rS - rezystancja szeregowa diody, UT - potencjał termiczny elektronów: UT =kT/q ( 25,8 mV w 300 K), uD-iDrS - napięcie bezpośrednio na złączu, przeciwne napięciu dyfuzyjnemu a) b) I BV (I0, n=1) A iD (IKF0, n˜ 2) rS (IBV, nBV) K A iR UBR rR (IGR0, n=2) K Schemat zastępczy diody rzeczywistej: a) w kierunku przewodzenia, b) w kierunku zaporowym iD iD IFSM IS IS uD t uD UM t Praca diody prostowniczej: UM i I FSM - maksymalne wartości napięcia i prądu diody Diody impulsowe rd Id rF < R <rR Cd rS Cj Ud -Id rS iD(t) u(t) t1 t Ud Efekty dynamiczne diody impulsowej uD(t) uD(t) UF t1 t3 t -UR uB(t) t t 1 t2 t3 t4 t uJ(t) t iD(t) IF tON IS 0,1IR t -IR tS tf tOFF Załączenie i przełączenie diody p+-n generatorem napięciowym: a) - napięcia na diodzie, b) - napięcia na bazie diody, c) - napięcia na złączu, d) - prąd płynący przez diodę iD(t) ID a) t uB(t) UB b) t uJ(t) c) UJ t uD(t) UFmax UF d) Procesy przejściowe w diodzie pracującej przy dużych impulsach prądowych: a) - prąd płynący przez diodę, b) - napięcie na rezystancji szeregowej bazy, c) - napięcie na złączu p+-n, d) - całkowity przebieg napięcia na diodzie UB UJ tON t Diody stabilizacyjne iZ U Z U ZK uZ I MIN optymalny punkt pracy I Z iZ uZ PMAX I MAX Diody tunelowe iD [mA] 400 iD a) b) IP 300 IR 200 IV 100 0 0,1 0,2 0,3 0,4 uD[V] UP UR UV UDD uD Model komputerowy diody (SPICE) u iD ISexp D NU T - 1 (3.75) TNOM=27oC gdzie: IS - prąd nasycenia w temperaturze nominalnej (IS), N - współczynnik emisji (n) parametry komputerowe, które mają w programie wbudowaną wartość – SPICE default RS iD . Model małosygnałowy diody w SPICE/Pspice + uD - Cj Tranzystory bipolarne n+ p E n C p+ n E B E C B C B p E C B Struktury n-p-n i p-n-p tranzystorów bipolarnych oraz ich symbole układowe: E - emiter, C - kolektor, B - baza E B C bez polaryzacji qU EB= +0,6eV b) -qUCB= -10eV a) c) xE n+ p n E IE C E IRG z polaryzacją xB InE InC I pE InE-In I IC CO C RC B _ _UEB IB UBE B UCB _ _ UCC xE xB xC a) Przekrój planarnego tranzystora bipolarnego n -p-n, b) diagram pasm energetycznych, c) jednowymiarowy model tranzystora przy polaryzacji do pracy w układzie wzmacniającym uEB>0 i uCB<0 (z zaznaczonymi strumieniami elektronów i dziur ) x’ x’E 0’ 0 noE a) IE xB x 0” x” poB + E(n ) pE(x’) noC C (n) poC B (p) nB(x) IC noB RE pC(x’’) RC poE UEE UEB IB UCB UCC IE=InE+IpE InE IC=InC+IpC b) InC IpE IpCICO a) Rozkłady nośników, b) rozkłady prądów dyfuzyjnych w tranzystorze n+-p-n przy pracy w stanie normalnym aktywnym, gdy xB<<LnB (noE, poE i noC, poC - stany równowagowe koncentracji nośników w emiterze i kolektorze) IC[mA] 8 IE=8 mA = 6 mA 4 =4 mA =2 mA IE =0 mA 1 0 -5 -10[V] Charakterystyki wyjściowe tranzystora dla konfiguracji wspólnej bazy UBC OB OE OC C E C E B B uWY uWE uWY uWE B uWY uWE E Trzy konfiguracje pracy tranzystora bipolarnego C Konfiguracja OE iC C uBC RB B iB uBB + n RC p n+ + uBE iE UCC E Jednowymiarowa struktura tranzystora n+-p-n w konfiguracji OE Model Ebersa-Molla E C E C B B aRiR aFiF aRiR E iE iC C iF iR aFiF E iE iC C iF iR iB uBE iB uBC uBE uBC B u iE - I ES exp BE n EU T B u - 1 a R I CS exp BC nCU T u iC a F I ES exp BE n EU T u - 1 - I CS exp BC nCU T Modele Ebersa-Molla dla tranzystorów n-p-n i p-n-p - 1 - 1 - prąd rewersyjny nasycenia złącza emiterowego przy zwartym (S – short) złączu kolektorowym (prąd zerowy przy = 0), prąd rewersyjny nasycenia złącza kolektorowego przy zwartym złączu emiterowym (prąd zerowy przy = 0), nE i nC współczynniki nieidealności (emisji) złącza, kolejno, emiterowego i kolektorowego, - stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora w konfiguracji wspólnej bazy (OB) przy aktywnej pracy normalnej wg definicji (4.3), - stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego dla konfiguracji OB przy aktywnej pracy inwersyjnej (zwrotnej). iC I Bn I B2 I B1 IB 0 U AF uCE 0 Charakterystyki wyjściowe dla konfiguracji OE u i E a R I CS exp BC nCU T uCE 1 U AR U AR - napięcie Early’ego dla pracy inwersyjnej Małosygnałowy wzmacniacz na tranzystorze bipolarnym w konfiguracji OE UCC a) RB RC C 2 RB b) C1 IB UBC RC IC + UCC UBE uWE uWY RE IE RE a) Małosygnałowy stopień wzmacniania na tranzystorze n-p-n, b) układ polaryzacji stałoprądowej tranzystora a Tb, 2 πafT a) Ic a b0 b0 Ic 2 b(j) 100 -20 dB/dek=-6 dB/okt 10 a0 a 1 2 b 0 Ib aj fb= fT /bfT fa c) b Wyznacza sie maksymalną częstotliwość przenoszenia fT jako fT gm b f 2π C je Cde C jc logf Zależności częstotliwościowe: a) - modułów małosygnałowych współczynników wzmocnienia b dla OE i dla OB, , b) – fazy b, oraz c) idealny diagram wektorowy amplitud zespolonych prądów tranzystora π 4 π 2 - b) Małosygnałowe parametry użytkowe tranzystorów bipolarnych w podstawowych konfiguracjach układowych OE OB OC Impedancja wejściowa Zwe średnia rbe mała rbe/bF duża rbe+(1+bF)() Impedancja wyjściowa duża bardzo duża mała Wzmocnienie prądowe duże <1 aF= bF /(1+ bF) duże bF+1 bF Wzmocnienie napięciowe <1 Wzmocnienie mocy bardzo duże duże średnie Częstotliwości graniczne małe fb duże fabF fb małe fb uBE(t) UF a) t -UR iB IB1 b) -IB2 t iC(t) bFIB1 ICsat 0,9IC1 t QS c) ICEO 0,1IC1 t uCE(t) UCC d) UCEsat td tr ts tf t Odpowiedzi tranzystora na idealny (prostokątny) impuls załączenia i przełączenia ze źródła napięciowego od UF do -UR: a) - napięcia na złączu emiterowym, b) - prądu bazy, c) - prądu kolektora z zaznaczonym ładunkiem przesterowania bazy QS d) - napięcia na tranzystorze F a) IE F b) UCB lgF Typowe zależności współczynnika szumów tranzystora: a) od prądu emitera, b) od napięcia na kolektorze, c) od częstotliwości 1/f FP c) fc lgf TRANZYSTORY POLOWE Tranzystory polowe złączowe - JFET: - z kanałem typu n: uDS>0, iD>0, uGS<0 i UP<0 D obszar p+ iD obszar n+ iD D uDS obszar n G iD uDS-uGS=UP uGS=0 IDSS G uGS S uGS=-UP S UP uGS uDS - kanałem typu p: uDS<0, iD<0, uGS>0 i UP>0 iD D obszar n+ iD obszar p+ G UP uGS D uDS uGS=UP uDS obszar p iD G uGS S -IDSS S uGS=0 uDS-uGS=UP Przekroje, symbole graficzne, sposób polaryzacji oraz charakterystyki przejściowe i wyjściowe tranzystorów polowych złączowych (JFET) Tranzystory polowe z izolowaną bramką (MOSFET) normalnie włączone: - z zubożanym kanałem typu n: uDS>0, iD>0, uGS<0 i UP<0 uDS=uGS-UP Izolacja D n+ iD iD bramki iD SiO2 uGS>0 D G G B uDS ID0 uGS=0 uBB kanał n uGS S uGS<0 S n+ UP uGS uDS - z p-kanałem zubożanym: uDS<0, iD<0, uGS>0 i UP>0 iD Izolacja D UP uGS p+ bramki iD SiO 2 uDS D G kanał p iD G B uBB n uGS S uDS uGS>0 ID 0 uGS=0 + S p uGS<0 uDS=uGS-UP Przekroje, symbole graficzne, sposób polaryzacji oraz charakterystyki przejściowe i wyjściowe tranzystorów polowych z izolowana bramką z kanałem zubożanym (MOSFET) Tranzystory polowe z izolowną bramką MOSFET normalnie wyłączone: - ze wzbogacanym kanałem typu n: uDS>0, iD>0, uGS>0 i VT>0 uDS=uGS-VT Izolacja D n+ iD iD bramki iD SiO 2 D G p G B uDS uGS>0 uBB kanał n uGS S VT uGS S n+ uDS uGS=VT - ze wzbogacanym kanałem typu p: uDS<0, iD<0, uGS<0 i VT<0 iD + Izolacja p D VT uGS bramki iD SiO2 uGS=-VT iD uDS D G n G B uDS -uGS uBB kanał p uGS S p+ S uDS=uGS-VT Przekroje, symbole graficzne, sposób polaryzacji oraz charakterystyki przejściowe i wyjściowe tranzystorów polowych z izolowana bramką z kanałem wzbogacanym (MOSFET) B Gb p+ n S rSS n Gt D CGTS p++CGTD iDT rDD p CBGb CBGb iDB CGbS CGbD a) CBGb CgTd b) GT ggTd ggTs CgTs ugTs gdsT gmTugTs rss rdd D S ugBs ggBs CgBs gdsB gmBugBs GB ggBb ggBd CgBb CgBd B a) Monolityczny n-JFET w układzie scalonym wykonany w technologii BiFET, b) – i jego małosygnałowy schemat zastępczy z dwoma źródłami prądowymi MODEL KOMPUTEROWY JFET W SPICE/PSpice RS iD RD S D Cgs IGS IGD Cgd G Model tranzystora n-JFET w SPICE/PSpice TRANZYSTOR POLOWY Z IZOLOWANĄ BRAMKĄ (MOSFET) Al bramka z warstwą SiO2 (oxide) (Gate) dren (Dren) źródło (Source) SiO2 n+ L’ n+ L podłoże (Body) p-Si n-kanał W Przekrój poprzeczny tranzystora n-MOS z zaindukowanym kanałem typu n w zakresie nasycenia przy uDS>uGS - VT (skróconym do długości L’) iD IDS0 nachylenie jest efektem skrócenia kanału do L’ uDS=uGS-VT zakres liniowy 1,00 0,75 uGS-VT =1 UGS0-VT ...=0,867 zakres nasycenia 0,50 ...=0,707 0,25 ...=0,5 stan odcięcia 0 0,5 1,0 1,5 2,0 ...=0,0 uDS UGS0-VT Charakterystyki wyjściowe tranzystora MOSFET (znormalizowane względem uGSUGS0 oraz iD= IDS0) Cgd rdd G D ugs’ Cgs gds Cdb gmugs’ gmbubs S’ a) rss’ ubs Cgb Cbs S B Cgd G D Cgs gds ugs gmugs Cdb gmbubs b) S ubs Cbs Cgb B Małosygnałowy model tranzystora MOSFET: a) z uwzględnieniem rezystancji szeregowych rdd i rss, b) z pominięciem tych rezystancji PRZYRZĄDY OPTOELEKTRONICZNE h U L I Fotorezystor obszar A -UR Fotodioda + p x) 0 i W + n h baza p emiter n n UCE kolektor n+ p IE a IE n IL Fototranzystor Dioda punktowa LED Dioda planarna Lp tlenek epi-GaAsP rS p + n U n -GaP warstwa refleksyjna b) a) R Cp Cj(U) rd(U) c) Konstrukcje luminescencyjnej diody: a) - punktowej i b) - planarnej w wyświetlaczu cyfrowym oraz c) symbol graficzny i schemat zastępczy diody GaAs Si Kompaktowy transoptor składający się z LED i fotodiody krzemowej zalanych w żywicy polimerowej i jego symbol graficzny obszar optycznie aktywny L I p n kontakt omowy powierzchnia szlifowana (lustro półprzepuszczalne) emisja laserowa w dalekiej przestrzeni (, Złącze p-n diody laserowej z lustrzanymi płaszczyznami tworzącymi rezonator optyczny Fabry-Perota TERYSTORY uA uA iA J1 J2 J3 anoda iA pE T nB iA i B1 T1 Cj1 T1(p-n-p) pB nE iG iG uG uG Cj2 uAK T2 T2(n-p-n) a) iK uK b) iK uK bramka katoda d) iB2 iK uGK c) a) Struktura złączowa tyrystora, b) modelowe rozdzielenie na dwie struktury tranzystorowe, c) tranzystorowy schemat zastępczy, d) symbol graficzny tyrystora iA IT(AV) UT stan przewodzenia IL IH IIN URSM URRM IG2>IG1>0 IG=0 ICO UH UB2 UB1 UB0 IRRM stan zaworowy stan blokowania Charakterystyka napięciowo-prądowa tyrystora uAK ELEMENTY CCD (Charge-Coupled Devices, czyli przyrządy sprzężone ładunkowo) 3 a) 2 1 (x) qND D S 0,3 m ND=3.1016 cm-3 b) x -qNA x Przed oświetleniem EC c) d) Przy oświetleniu e) EF EFs EV EFm EFm UD=0 i=0 EFs Qn=0 UD>0 i<0 Qn0 UD>0 i<0 PRZYRZĄDY TERMOELEKTRYCZNE powierzchnia chłodzona o Tp-n p-typ n-typ T Unoszenie ciepła przez strumień dziur i strumień elektronów w chłodziarce Peltiere’a E Th>To n-typ L p-typ Schemat termoelementu półprzewodnikowego z rezystancją obciążenia RL obszar A n To RL Tp-n Th T Chłodzony obiekt Podłoże ceramiczne Termoelement typu p Termoelement typu n Chłodnica I U Otoczenie Ta x Schematyczny przekrój chłodziarki termoelektrycznej oraz profil temperaturowy konstrukcji UKŁADY SCALONE Przekrój i topografia CMOS-owego inwertera Różne topografie CMOS-owych inwerterów Topografia padu I/O Przykładowa topografia z padami Przykładowa cela standardowa jako podsystem modułu scalonego Wybrany procesor z bondingiem Mikrofotografia 6 - bitowego A/D konwertera Procesor Motorola 6809 Topografia 1Mb DRAM Procesor Motorola 68030 (logika strukturalna) Przykładowy projekt studencki Wzmacniacze tranzystorowe sygnałów zmiennych Schematy ideowe wzmacniaczy sygnałów zmiennych a) na bazie tranzystora bipolarnego b) na bazie tranzystora polowego Dobór elementów RC i tranzystorów Charakterystyka amplitudowa wzmacniacza sygnałów zmiennych Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego kolektora (wtórnik emiterowy) Cechy charakterystyczne Dobór wartości elementów RC Wzmacniacze prądu stałego Wzmacniacz różnicowy – schemat Własności Dobór elementów (symetria) Charakterystyki przejściowe wzmacniacza różnicowego Podstawowe układy wzmacniaczy różnicowych a) na bazie tranzystorów nMOS b) na bazie źródeł prądowych na tranzystorach pMOS c) z lustrem prądowym z tranz. pMOS Wzmacniacze operacyjne Wzmacniacz operacyjny. Oznaczenie i charakterystyka przejściowa Przykładowy wzmacniacz operacyjny wykonany w technologii CMOS Dwustopniowy wzmacniacz operacyjny BiCMOS - Zalety technologii BiCMOS Filtry Charakterystyki filtrów a) dolnoprzepustowego, b) górnoprzepustowego, c) środkowoprzepustowego, d) pasmowozaporowego Filtr dolnoprzepustowy Sallen-Keya Górnoprzepustowy filtr Sallen-Keya Środkowoprzepustowy filtr Sallen-Keya Środkowoprzepustowy filtr Sallen-Keya Wzmacniacze mocy Charakterystyki tranzystora bipolarnego zaznaczonym obszarem użytecznym wzmacniacza mocy Klasy pracy wzmacniaczy mocy Uproszczony schemat wzmacniacza przeciwsobnego Prosta pracy i przebiegi czasowe prądów kolektorów tranzystorów przeciwsobnego wzmacniacza klasy B Schemat wzmacniacza mocy w klasie AB z tranzystorami VDMOS
