Analiza wpływu konstrukcji na właściwości filtrów zaburzeń
advertisement
POLITECHNIKA ŚLĄSKA Wydział Elektryczny KATEDRA ENERGOELEKTRONIKI, NAPĘDU ELEKTRYCZNEGO I ROBOTYKI Analiza wpływu konstrukcji na właściwości filtrów zaburzeń przewodzonych przekształtników energoelektronicznych Autoreferat rozprawy doktorskiej mgr inż. Szymon PASKO Promotor: dr hab. inż. Bogusław GRZESIK, Prof. Pol. Śl. GLIWICE 2011 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Spis treści 1. Wstęp................................................................................................................. 1 1.1. 1.2. 1.3. 1.4. 1.5. 1.6. 2. 4. 5. 1 1 1 2 2 3 Istota zaburzeń elektromagnetycznych EMI............................................. 4 2.1. 3. Tematyka rozprawy……………….……..……………......……......................... Cel rozprawy........................................................................................................ Zakres rozprawy……………….....………..………………………………..….. Motywacja............................................................................................................ Założenia.............................................................................................................. Struktura rozprawy............................................................................................... Stanowisko do pomiaru zaburzeń przewodzonych.............................................. 5 Przekształtnik PFC jako przykład źródła zaburzeń przewodzonych.............................................................................................. 6 3.1. 3.2 3.3. Wysokoczęstotliwościowy model przekształtnika PFC.................................. Rozpływ zaburzeń różnicowych DM w przekształtniku PFC......................... Rozpływ zaburzeń przewodzonych DM w przekształtniku PFC.................... 7 9 10 Filtr przeciwzakłóceniowy......................................................................... 12 4.1. 4.2 4.3. 4.4. 4.5 14 14 18 20 Wysokoczęstotliwościowe schematy zastępcze elementów filtru .................. Wysokoczęstotliwościowy model cewek sprzężonych ................................... Wpływ konstrukcji cewek na parametry pasożytnicze................................... Wysokoczęstotliwościowy model kondensatorów ......................................... Porównanie właściwości kondensatorów stosowanych w filtrach przeciwzakłóceniowych................................................................................... 21 Tłumienność wtrąceniowa filtru EMI........................................................ 22 5.1. Analityczne wyznaczanie tłumienności wtrąceniowej filtru EMI za pomocą macierzy łańcuchowej...................................................................................... Tłumienność wtrąceniowa filtru dla zaburzeń wspólnych CM ...................... Tłumienność wtrąceniowa filtru dla zaburzeń różnicowych DM.................... 23 24 25 6. Analiza możliwości zwiększenia tłumienności filtru EMI.................. 26 7. Podsumowanie końcowe i wnioski............................................................ 32 8. Literatura.......................................................................................................... 35 5.2 5.3. Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko 1. Wstęp Problematyka niniejszej rozprawy związana jest z analizą konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych EMI przeznaczonych do tłumienia zaburzeń przewodzonych generowanych w zakresie częstotliwości 9 kHz – 30 MHz przez urządzenia energoelektroniczne. Prowadzona w rozprawie analiza polegała na zbadaniu wpływu parametrów elementów składowych filtru na jego skuteczność, to jest na możliwość tłumienia zaburzeń przewodzonych. Do przeprowadzenia oceny skuteczności filtrów analizowano także źródła zaburzeń przewodzonych. Jako źródło zaburzeń przewodzonych został wybrany przekształtnik energoelektroniczny do korekcji współczynnika mocy - przekształtnik PFC. 1.1. Tematyka rozprawy Rosnące współcześnie zapotrzebowanie na układy energoelektroniczne, za pomocą, których uzyskuje się energię elektryczną o regulowanym napięciu, prądzie, częstotliwości wynika z zapotrzebowania na urządzenia energooszczędne i przy tym umożliwiające realizacje zaawansowanych technologicznie procesów. Nieustanny rozwój technologii półprzewodnikowej spowodował wzrost zastosowań układów energoelektronicznych. Świadczy o tym sprzedaż półprzewodników, która według Semiconductor Industry Association (SIA) wyniosła w marcu 2010 r., 23,1 biliona dolarów USD i wzrosła o 58,3% w porównaniu ze sprzedażą, jaką odnotowano w marcu 2009 roku [@S1]. Według danych szacunkowych w krajach rozwiniętych około 70% produkowanej energii przekształca się za pomocą układów energoelektronicznych. Niestety układy te oprócz licznych zalet mają wiele wad, przede wszystkim ze względu na nieliniowy charakter [B1]. Przekształcanie energii z wysoką częstotliwością pozwala na zmniejszenie wymiarów elementów biernych, umożliwiając konstruowanie bardziej zwartych i lżejszych konstrukcji przekształtników energoelektronicznych oraz o wysokiej sprawności. Wadą ich jest generowanie zaburzeń elektromagnetycznych. 1.2. Cel rozprawy Celem badań przedstawionych w rozprawie jest analiza wpływu konstrukcji filtrów zaburzeń przewodzonych na ich tłumienność, gdy źródłem zaburzeń jest przekształtnik energoelektroniczny. Badania skupione są na konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych EMI jednofazowych, przez które przyłączany jest przekształtnik energoelektroniczny do sieci zasilającej. Analizę konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych przeprowadza się pod względem wpływu ich elementów na ich tłumienność wtrąceniową. Badanie filtrów w rozprawie są prowadzone równolegle z badaniem przekształtnika energoelektronicznego, jako źródła zaburzeń przewodzonych. 1.3. Zakres rozprawy Zakres rozprawy wynika z założonego przez autora jej celu i obejmuje: ─ ─ ─ ─ ─ ─ ─ ─ ─ ─ ─ podział oraz definicje zaburzeń elektromagnetycznych, poziomy zaburzeń przewodzonych dla przekształtnika PFC wybranego jako źródło zaburzeń, pomiar zaburzeń przewodzonych zgodnie z wymaganiami normy CISPR 16, pomiar, osobno, składowej różnicowej DM i wspólnej CM zaburzeń przewodzonych, projekt i wykonanie jednofazowej sieci sztucznej umożliwiającej pomiar, osobno, zaburzeń różnicowych DM i wspólnych CM, projekt i wykonanie przekształtników PFC, wysokoczęstotliwościowy model przekształtnika PFC, analizę oraz pomiar rozchodzenia się zaburzeń różnicowych DM i wspólnych CM w przekształtniku PFC, analizę oraz pomiar wpływu parametrów przekształtnika PFC na poziom zaburzeń przewodzonych, analizę wpływu metod sterowania przekształtnika PFC na poziom generowanych zaburzeń przewodzonych, analizę sposobu rozchodzenia się zaburzeń różnicowych DM i wspólnych CM w jednofazowym jednostopniowym filtrze przeciwzakłóceniowym EMI, 1 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko ─ wysokoczęstotliwościowy model filtru EMI, schematy zastępcze filtru dla składowej różnicowej DM i wspólnej CM, ─ metody wyznaczania parametrów cewek sprzężonych i kondensatorów filtrów przeciwzakłóceniowych EMI (wraz z parametrami pasożytniczymi), ─ porównanie wpływu sposobu nawinięcia oraz rodzaju zastosowanego rdzenia magnetycznego na parametry pasożytnicze cewek sprzężonych, ─ analizę właściwości, kondensatorów stosowanych w filtrach przeciwzakłóceniowych oraz ich dobór, ─ metodykę wyznaczania tłumienności wtrąceniowej filtru oraz jej pomiar, ─ opis tłumienności wtrąceniowej filtru za pomocą macierzy łańcuchowej czwórników kształtu Γ oraz Π, ─ przebadanie eksperymentalne filtrów i porównanie wyników z analizą teoretyczną i metodami symulacyjnymi, ─ analizę możliwości osiągnięcia jak największej tłumienności filtru, ─ przebadanie tłumienności filtru przeciwzakłóceniowego, gdy źródłem zaburzeń jest przekształtnik energoelektroniczny (PFC). 1.4. Motywacja Motywacją do podjęcia badań prowadzonych niniejszej rozprawie jest zapotrzebowanie na wyniki następujących badań: ─ analizę wpływu konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych na poziom tłumienia zaburzeń przewodzonych w celu uzyskania jak największego tłumienia tych zaburzeń, ─ kompleksowe przebadanie wpływu poszczególnych elementów pasożytniczych elementów składowych na tłumienność filtru, filtru oraz parametrów ─ model komputerowy opisujący tłumienność filtru uwzględniający parametry pasożytnicze. Na podstawie wysokoczęstotliwościowych modeli elementów filtru (cewek sprzężonych, kondensatorów) można obliczyć poziom tłumienia filtrów. Narzędzie takie pozwala na zaprojektowanie filtru w zależności od wymagań, ─ analizę konstrukcji filtrów ukierunkowaną na uogólniony opis, który umożliwi budowanie modeli filtrów wielostopniowych i wielofazowych, ─ badania nad możliwością redukcji zaburzeń w przekształtniku PFC. Motywacją jest również zapotrzebowanie przemysłu na wyniki badań takich jakie prowadzi się w ramach niniejszej rozprawy. Jest to związane z kompatybilnością elektromagnetyczną, której jednym z aspektów jest redukcja zaburzeń przewodzonych. Współczesny przemysł stosuje coraz częściej, z powodów technologicznych i energooszczędności przekształtniki energoelektroniczne generujące zaburzenie elektromagnetyczne przewodzone, które wpływają na niepoprawną pracę urządzeń. Z tego wynika potrzeba redukcji zaburzeń, które muszą być zredukowane do dopuszczalnych poziomów. 1.5. Założenia Praca ma charakter teoretyczno-obliczeniowo-eksperymentalny. Przyjęto w niej następujące założenia: ─ w pracy przeprowadzono analizę jednofazowego przekształtnika PFC, jako przykładowego źródła zaburzeń przewodzonych - jest to przekształtnik złożony z przekształtnika diodowego mostkowego oraz przekształtnika DC/DC podwyższającego napięcie (boost), o mocy wyjściowej 350 W i napięciu zasilającym sinusoidalnym 250 V, 50 Hz, ─ przeprowadzono badania wpływu konstrukcji przekształtnika na możliwości redukcji zaburzeń przewodzonych. Badano wpływ konstrukcji dławika, szybkości przełączania tranzystora i podkładek izolujących oddzielających tranzystor od radiatora. Nie przeprowadzono badań eksperymentalnych wpływu konstrukcji obwodu drukowanego oraz przewodów doprowadzających na poziom generowanych zaburzeń, 2 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko ─ analizę wpływu konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych przeprowadza się na przykładzie jednostopniowego jednofazowego filtru przeciwzakłóceniowego FN2020 firmy Schaffner. Filtr jest zaprojektowany na napięcie 250 V, częstotliwość 50 Hz, prąd znamionowy 10 A. Filtr ten jest traktowany jako wzorcowy, ─ analiza dotyczy wpływu parametrów elementów składowych filtru na jego tłumienność, ─ pojemności kondensatorów filtru przeciwzakłóceniowego w funkcji częstotliwości są stałe, ─ nie prowadzi się analizy sprzężeń pomiędzy elementami pasożytniczymi, ─ w prowadzonych badaniach nie uwzględnia się wpływu temperatury na właściwości tłumiące filtru, ─ zakłada się, że pasożytnicze parametry elementów opisane są za pomocą układów skupionych, ─ do badań wykorzystuje się oprogramowanie: ICAP4 (symulacje), Mathcad (obliczenia numeryczne), Altium Designer (projekt obwodów drukowanych zrealizowanych przekształtników PFC), ─ wyniki symulacji i pomiarów zapisuje się w plikach tekstowych CSV. Dane w postaci graficznych redaguje się za pomocą oprogramowania Grapher i Visio. 1.6. Struktura rozprawy Rozprawa podzielona jest na 8 rozdziałów, dodatki i spis literatury. Rozdział 1 zawiera informacje wstępne ujmujące tematykę, cel, zakres, motywację rozprawy. W rozdziale 2 przedstawiono zagadnienia związane z istotą zaburzeń elektromagnetycznych. Zdefiniowano zaburzenia elektromagnetyczne, omówiono normy z zakresu kompatybilności i zaburzeń przewodzonych. W podrozdziale 2.4 opisano zrealizowane stanowisko pomiarowe do pomiaru zaburzeń przewodzonych oraz omówiono sposób pomiaru zaburzeń. W podrozdziale tym opisano metodę pomiaru zaburzeń, osobno, wspólnych CM i osobno różnicowych DM, a następnie zrealizowano stanowisko do pomiarów tych składowych zaburzeń. W rozdziale 3 przeprowadzono analizę literatury. W rozdziale 4, opisano przekształtnik PFC, jako przykład źródła zaburzeń przewodzonych. Została zaprezentowana jego struktura oraz zasada działania. W dalszej części rozdziału przedstawiono jego model pełny (inna jego nazwa w rozprawie: model wysokoczęstotliwościowy) analizowanego przekształtnika, który zawiera schematy zastępcze wszystkich elementów przekształtnika wraz z ich parametrami pasożytniczymi. Wykazano, że jedynym źródłem zaburzeń przewodzonych jest przełączany tranzystor. Przedstawiono sposób rozchodzenia się zaburzeń. W rozdziale 5 dyskutuje się o możliwości redukcji zaburzeń w przekształtniku PFC. Rozdział został podzielony na trzy części. W części pierwszej rozdziału (podrozdział 5.1) prowadzone są rozważania nad możliwością redukcji zaburzeń przewodzonych poprzez zastosowanie dławika o różnej konstrukcji, tranzystora o różnej szybkości przełączania oraz różnych podkładek izolujących oddzielających tranzystor od radiatora. Pomierzono wpływ konstrukcji dławika na poziom generowanych zaburzeń różnicowych DM oraz wpływ przekładki, izolującej tranzystor od radiatora, na poziom zaburzeń wspólnych CM. W drugiej części rozdziału (podrozdział 5.2.) zostały porównane pomierzone widma zaburzeń przewodzonych dla trzech przekształtników, każdy sterowany inną metodą. W części trzeciej rozdziału (podrozdział 5.3), opisano strukturę jednofazowych filtrów przeciwzakłóceniowych, ich dobór ze względu na impedancję sieci zasilającej uAC i urządzenia będącego źródłem zaburzeń. Opisano drogi rozchodzenia się zaburzeń przewodzonych w filtrze. W rozdziale został omówiony jednofazowy jednostopniowych filtr przeciwzakłóceniowy FN2020 firmy Schaffner (250 V, 50 Hz, 10 A). Filtr ten jest filtrem odniesienia dla dalszych rozważań w rozprawie. W rozdziale 6 opisane zostały schematy zastępcze elementów filtru, które zawierają parametry pasożytnicze. W podrozdziale 6.1 opisano zaproponowaną metodę wyznaczania parametrów schematów zastępczych elementów filtru na podstawie zmierzonych charakterystyk modułów impedancji w funkcji częstotliwości (metoda rezonansowa). Analizę wyznaczania schematów zastępczych cewek sprzężonych, przeprowadza się z uwzględnieniem zmian wartości indukcyjności cewek sprzężonych w funkcji 3 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko częstotliwości. Zaproponowana metoda została sprawdzona za pomocą metody geometrycznej, umożliwiającej obliczenie pojemności cewek sprzężonych na podstawie ich wymiarów geometrycznych. Przeprowadzono, analizę, dla cewek sprzężonych o różnych sposobach nawijania uzwojeń oraz przy różnych materiałach rdzenia magnetycznego. W podrozdziale 6.2 została przeprowadzona, analiza analityczno-eksperymentalna właściwości kondensatorów klasy X oraz Y wykorzystywanych do konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych. Przeprowadzono porównanie właściwości kondensatorów metalizowanych polipropylenowych, poliestrowych, papierowych oraz ceramicznych. Właściwości wyrażone są za pomocą ich schematów zastępczych ujmujących parametry pasożytnicze. W rozdziale 7 opisano metodykę wyznaczania tłumienności filtru EMI. W pierwszej części rozdziału przytoczono definicję, opisano sposób wyznaczania charakterystyk tłumienności filtru przeciwzakłóceniowego zgodnie z normą CISPR 17. W podrozdziale 7.2 zamieszczono opis filtru przeciwzakłóceniowego za pomocą parametrów macierzy łańcuchowej czwórnika kształtu Γ oraz Π . Opis filtru został przeprowadzony dla filtru z uwzględnieniem wszystkich parametrów pasożytniczych elementów składowych filtru. Wyniki uzyskane z analizy filtru za pomocą macierzy łańcuchowej zostały zweryfikowane eksperymentalnie przez pomiar tłumienności (podrozdział 7.3). Model filtru bazujący na macierzy łańcuchowej pozwolił w podrozdziale 7.4 na analizę wpływu poszczególnych parametrów filtru na jego tłumienność wtrąceniową. Podrozdział 7.5 poświęcony jest możliwościom zwiększenia tłumienności filtru, w końcowej części zamieszczono charakterystyki filtru FN20SP, który cechuje się korzystniejszą tłumiennością w porównaniu z filtrem wzorcowym FN2020. W ramach rozdziału 7 została również porównana tłumienność analizowanych filtrów o różnej konstrukcji w przypadku, gdy źródłem zaburzeń jest przekształtnik PFC. Rozdział 8, zawiera podsumowanie i wnioski końcowe. Zamieszczono również propozycję dalszych badań będących kontynuacją badań przeprowadzonych w rozprawie. W dodatkach przedstawiono: D1. Opis konstrukcji sieci sztucznej typu V (LISN), zaprojektowanej i wykonanej w ramach badań rozprawy. Umożliwia ona pomiar osobno zaburzeń wspólnych CM i osobno różnicowych DM. D2. Wyprowadzenie wzoru na widmo Fouriera napięcia dren-źródło tranzystora przekształtnika PFC, wykorzystane w rozprawie do scharakteryzowania tranzystora przekształtnika, jako pierwotnego źródła i jego wpływu na zaburzenia przewodzone. D3. Wyprowadzenie wzoru na zastępcze pojemności pasożytnicze C1, C2 cewek sprzężonych wykorzystywanego w metodzie geometrycznej. 2. Istota zaburzeń elektromagnetycznych EMI Zaburzenia elektromagnetyczne można podzielić na: zaburzenia niskiej częstotliwości, zaburzenia przewodzone, zaburzenia promieniowane. W pracy zajmowano się zaburzeniami przewodzonymi. Zaburzenia elektromagnetyczne w paśmie częstotliwości od 9 kHz - 30 MHz uważane są jako zaburzenia przewodzone. Urządzenie podłączone do sieci zasilającej (np. analizowany przekształtnik PFC) generuje zaburzenia przewodzone, które można przedstawić za pomocą źródeł zaburzających (np. uDM(EUT)a12) - rys. 2.1. Zaburzenia przewodzone generowane są także przez inne urządzenia podłączone do sieci zasilającej uAC i wpływają one na pracę analizowanego przekształtnika (rys. 2.1). Prądy zaburzeń, wywołane napięciowymi źródłami zaburzeń uDM(AC)-a11, uDM(AC)-a21, uCM(AC), uDM(EUT)-a12, uDM(EUT)-a22 uCM(EUT), rozprzestrzeniają się przewodami nakładając się na prądy wywołane źródłami roboczymi uAC. Ze względu na różny charakter zaburzeń przewodzonych i sposób ich rozchodzenia, dzieli się je na: i) zaburzenia różnicowe wywołane źródłami uDM (DM-Differential Mode Noise), ii) zaburzenia wspólne wywołane źródłami uCM (CM-Common Mode Noise). Prądy zaburzeń różnicowych iDM, płyną jednym z przewodów roboczych i powracają drugim. Prądy zaburzeń wspólnych iCM płyną obydwoma przewodami roboczymi w tym samym kierunku i powracają poprzez pasożytniczą pojemność Cdr i impedancję uziemienia ZPE (rys. 2.1). 4 iDM Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko iDM Rys. 2.1. Sposób rozchodzenia się zaburzeń przewodzonych 2.1. Stanowisko do pomiaru zaburzeń przewodzonych Pomiary zaburzeń przewodzonych przeprowadza się na stanowisku pomiarowym według zaleceń normy [PN4] i składa się ono z ziemi odniesienia, analizatora widma i sieci sztucznej. Ziemia odniesienia, to metalowa płyta (aluminiowa, miedziana lub stalowa) o minimalnych wymiarach 2x2 m, którą także może być metalowa podłoga lub ściana komory ekranowanej. Zdjęcie zrealizowanego stanowiska pomiarowego w ramach pracy do badania zaburzeń przewodzonych zostało przedstawione na rys. 2.2. Rys. 2.2. Stanowisko do pomiaru zaburzeń przewodzonych Sieć sztuczna włączana jest pomiędzy sieć zasilającą uAC, a urządzenie badane (EUT). Do zacisków sieci sztucznej podłączony jest analizator zaburzeń (SA), który rejestruje poziom zaburzeń przewodzonych generowanych przez urządzenie badane (EUT) w zakresie od 9 kHz - 30 MHz (rys. 2.3). Sieć sztuczna zapewnia separację badanego urządzenia (EUT) od zaburzeń generowanych przez inne urządzenia pracujące w sieci zasilającej w wyniku małej reaktancji kondensatorów C11, C21 oraz dużej reaktancji cewek L1, L2 (rys. 2.3). Prądy zaburzeń generowane przez badane urządzenie (EUT) płyną przez kondensatory C12, C22 do rezystorów RA1, RA2. Rezystor RA1 na rys. 2.3 reprezentuje rezystancję wejściową analizatora zaburzeń (SA). 5 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Gdy mierzy się zaburzenia w fazie a1, to do wyjścia pomiarowego, równolegle do R22 musi być włączony rezystor RA2=50 Ω [PN4], [KW2]. Rys. 2.3. Schemat sieci sztucznej typu V oraz rozpływ prądu zaburzeń przewodzonych w układzie z tą siecią 3. Przekształtnik PFC jako przykład źródła zaburzeń przewodzonych Zasilanie wielu urządzeń elektrycznych i elektronicznych wymaga przekształcenia napięcia sieciowego, 230 V, 50 Hz, na napięcie stałe. Przykładem takich urządzeń mogą być zasilacze impulsowe, które są wykorzystywane do zasilania większości urządzeń, np: komputery, telewizory, elektroniczne układy zasilania do energooszczędnych źródeł światła itp. [MF1], [G2], [G3]. Rys. 3.1. Zmierzone widmo harmonicznych prądu iAC: a) dla prostownika diodowego, b) dla przekształtnika PFC rys. 3.2 (LB= 730 µH, C0=220 µF, R0=450 Ω, f=100 kHz Jednym z elementów obwodu głównego takiego zasilacza jest prostownik diodowy, w którym do zacisków wyjściowych podłączony jest kondensator zapewniający wygładzenie napięcia wyjściowego. Prąd sieciowy iAC ma charakter impulsowy spowodowany cyklicznym doładowywaniem kondensatora C0 do maksymalnej wartości napięcia sieciowego. Oprócz odkształcenia prądu iAC przekształtnik taki charakteryzuje się niskim współczynnikiem mocy (0,6 ÷ 0,8) [KN1]. Prąd ten zawiera harmoniczne nieparzyste (h=2n +1, gdzie n=0,1,2,3,…..). Zmierzone widmo zawartości harmonicznych prądu sieci dla prostownika diodowego zostało przedstawione na rys. 3.1a. Zawartość wyższych harmonicznych nie może przekraczać dopuszczalnych wartości określonych w normie [PN6]. Związane jest to prawnymi wymaganiami, ponieważ każde urządzenie elektryczne, energoelektroniczne wprowadzone do sprzedaży na rynku UE musi spełniać uregulowania prawne [P1], [PN1], [PN2], [PN3]. 6 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko W celu obniżenia zawartości harmonicznych do dopuszczalnego poziomu stosuje się między innymi przekształtnik do poprawy współczynnika mocy nazywany w literaturze PFC (ang. Power Factor Correction) [G3], [M1], [MF1]. Taki układ zapewnia sprawność sięgającą do 95% - 97% (rys. 3.2). Rys. 3.2. Schemat przekształtnika do poprawy współczynnika mocy PFC Główną funkcją przekształtnika PFC jest eliminacja harmonicznych poprzez takie sterowanie tranzystorem, aby przebieg prądu sieci był quasi-sinusoidalny oraz wartość współczynnika mocy była równa w przybliżeniu jedności. Na rys. 3.1b zamieszczono zmierzone widmo wyższych harmonicznych zrealizowanego przekształtnika PFC. Widmo harmonicznych zmierzono za pomocą analizatora parametrów sieci Fluke 434B. Porównując widmo harmonicznych prądu prostownika oraz przekształtnika PFC widoczne jest, że harmoniczne w przekształtniku zostały radykalnie zredukowane (np. trzecia harmoniczna została zredukowana z 52,6% do 6,6%). Natomiast w widmie prądu iAC pojawiają się zaburzenia wynikające z przełączania tranzystora (f= 100 kHz) (rys. 3.6 oraz rys. 3.8). Napięcia uDM oraz uCM generowane są poprzez przełączanie się tranzystora przekształtnika z dużą częstotliwością (f=100 kHz). Napięcia te nazywane są napięciami zaburzeń przewodzonych [S1], [S2], [S3]. 3.1. Wysokoczęstotliwościowy model przekształtnika PFC Na poziom zaburzeń przewodzonych ma nie tylko wpływ przełączanie tranzystora, ale także parametry pasożytnicze elementów przekształtnika [L2], [R1], [S2]. Dlatego do analizy przekształtnika PFC, jako źródła zaburzeń przewodzonych niezbędny jest jego model wysokoczęstotliwościowy. Służy on do przeprowadzenia analizy wpływu parametrów pasożytniczych elementów przekształtnika na poziom zaburzeń przewodzonych. Wysokoczęstotliwościowy model przekształtnika PFC został przedstawiony na rys. 3.3. Kondensator Cf na wyjściu prostownika diodowego jest wymagany przy konstrukcji przekształtników PFC. Zapewnia filtrację napięcia za mostkiem uc, które wykorzystywane jest do sterowania przekształtnika PFC, jako wzorzec przebiegu sinusoidalnego. Filtracja zapobiega powstawaniu błędów w sterowaniu. Ponadto kondensator Cf zapewnia ograniczenie zaburzeń DM [MF1], [MF2], [MF3]. W czasie pomiaru zaburzeń przewodzonych przekształtnik PFC jest podłączony do sieci sztucznej, która zapewnia pomiar tylko zaburzeń generowanych przez przekształtnik (zaburzenia pochodzące z sieci zasilającej są odseparowane). Na rys. 3.3 został przedstawiony pełny schemat układu pomiarowego badanego przekształtnika połączonego do sieci zasilającej przez sieć sztuczną. Schemat dla rozpatrywanego zakresu częstotliwości zaburzeń przewodzonych (9 kHz - 30 MHz) przyjmuje postać pokazaną na rys. 3.3b. Parametry pasożytnicze diod mostka nie mają wpływu, ponieważ przełączają się z częstotliwością 50 Hz. Parametry pasożytnicze diody DB mają wpływ na poziom zaburzeń przy częstotliwości 40 MHz czyli poza zakresem zaburzeń przewodzonych. Głównym źródłem zaburzeń jest przełączający się tranzystor. Pojemność Cdr występuje pomiędzy drenem tranzystora a radiatorem. Radiator jest uziemiony ze względów bezpieczeństwa. W celu odizolowania radiatora od drenu tranzystora, na którym występuje wysoki potencjał stosuje się podkładki izolujące. Wartość pojemności Cdr zależy od rodzaju zastosowanego materiału izolującego oraz od rozmiarów tranzystora. Sposób rozchodzenia się zaburzeń przewodzonych w przekształtniku PFC można podzielić w zależności od typu zaburzeń. 7 8 PE uAC ZAC2 ZAC1 Sieć zasilająca uAC a) a21 N a11 L R21 5 C21 8 F C11 8 F R11 5 1k R22 0.47 F C22 L2 50 mH L1 50 mH iAC 50 RA1 Sieć sztuczna LISN C12 0.47 F b) 1k R12 50 RA2 La22 La12 PE RA2 50 Sieć sztuczna LISN RA1 50 a22 a12 a22 N a12 L Lc Cd Lc Cd La22 La12 D3 D3 D1 D1 Przekształtnik PFC Lc Cd Lc Cd D3 D1 Ct Ct Lf Cf Rf D4 D2 Lf Cf Rf LB Rw (GP) Ziemia odniesienia Cf Lpcb (GP) Ziemia odniesienia (GP) D4 D4 D2 Przekształtnik PFC Ct Ct D2 Cf Rw (GP) Lpcb Cb LB Rb NCP 1653 Lpcb LB T Cb LB Rb CGS LG CGD LS LD Rad uDS Cdr T CDS Cdr uDS Rad Lc DB Lpcb DB Ct Cd C0 LC0 C0 RC0 R0 CR0 R0 LR0 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 3.3. Wysokoczęstotliwościowy model przekształtnika PFC: a) model pełny przekształtnika, b) model uproszczony Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko 3.2. Rozpływ zaburzeń różnicowych DM w przekształtniku PFC W przekształtniku PFC, rozpływ zaburzeń różnicowych DM zależy od pary diod D1, D4 (rys. 3.4a) oraz D2, D3 (rys. 3.4b) przekształtnika, które przewodzą (rys. 3.4). Wpływ na poziom generowanych zaburzeń przewodzonych ma wartość także indukcyjność a) dławika LB oraz kondensatora Rb Przekształtnik PFC LISN Cf i ich parametry Lpcb Rw LB pasożytnicze. Cdr Rad Na rys. 3.5 zostały D2 Rf La12 D1 L przedstawione dławiki CTX02 Cb a12 iDM Cf oraz C1062 BL wykorzystyuDS N a22 La22 wane do konstrukcji Lf D4 D3 przekształtników PFC oraz ich iDM zmierzone charakterystyki RA1 RA2 50 50 modułu impedancji. Dla zaburzeń DM dławik stanowi (GP) Ziemia odniesienia (GP) b) dużą impeancję. Wraz ze wzrostem częstotliwości Rb LISN Przekształtnik PFC impedancja dławika rośnie aż Lpcb Rw LB Cdr Rad do rezonansu równoległego D2 D1 (fCTX =880 kHz, lub Rf L L a12 Cb fCBL = 1,1 MHz) po a12 iDM uDS Cf przekroczeniu, którego obwód N a22 La22 zastępczy zmienia swój Lf D4 D3 iDM charakter z indukcyjnego na RA1 RA2 pojemnościowy. Częstotliwość 50 50 rezonansu równoległego zależy od wartości indukcyjności PE (GP) Ziemia odniesienia (GP) dławika LB oraz pojemności Rys. 3.4. Rozpływ zaburzeń DM: a) dla przewodzenia pary diod D1, D4, b) dla pasożytniczych dławika, które przewodzenia pary diod D2, D3 wynikają z konstrukcji. Dławik CTX02 ma mniejszą wartość częstotliwości rezonansowej, jest to spowodowane większymi wartościami pojemności pasożytniczych (rys. 3.5b). Większe wartości pojemności pasożytniczych są przyczyną większego poziomu generowanych zaburzeń przewodzonych. fCTX = 880 kHz 43,5 mm 30,8 mm fCBL = 1,1 MHz 31 mm Rys. 3.5. Dławiki przekształtnika PFC: a) dławik CTX02 oraz dławik C1062 BL, b) zmierzone charakterystyki modułu impedancji |ZB| 9 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Na rys. 3.6 porównano zmierzone widmo zaburzeń DM przekształtnika PFC z dławikiem CTX02 oraz C1062 BL. Generowane zaburzenia DM dla przekształtnika PFC z dławikiem CTX 02 są większe o 3 dBµV niż zaburzenia generowane przez przekształtnik PFC z dławikiem C1062 BL. Na poziom zaburzeń i ich rozpływ ma również wpływ kondensator Cf. Dla częstotliwości zaburzeń, przy których reaktancja kondensatora jest dużo większa od rezystancji RA1+RA2= 100 Ω, prądy zaburzeń będą pomijały kondensator Cf. Dla częstotliwości zaburzeń, przy których reaktancja kondensatora jest dużo mniejsza od rezystancji RA1+RA2= 100 Ω, zaburzenia będą zamykały się poprzez kondensator Cf z powrotem do źródła zaburzeń uDS [M3]. 10000 100000 1000000 10000000 Rys. 3.6. Porównanie zmierzonego widma zaburzeń DM przekształtnika PFC z dławikiem C1062 BL oraz CTX02 3.3. Rozpływ zaburzeń wspólnych CM w przekształtniku PFC a) Rb Przekształtnik PFC LISN Lpcb L a12 N a22 La22 iCM RA1 50 La12 D D 1 2 LB Rw Cdr Rad Cb Rf iCM iCM Cf D D Lf 3 4 uDS 2iCM RA2 50 2iCM (GP) Ziemia odniesienia (GP) b) LISN Przekształtnik PFC Rb Lpcb L a12 La12 D1 D2 iCM N a22 La22 Cdr Rad Cb Cf uDS iCM D3 RA1 50 Rf LB Rw Lf D4 RA2 50 2iCM PE (GP) Ziemia odniesienia (GP) Rys. 3.7. Rozpływ zaburzeń CM: a) dla przewodzenia pary diod D1,D4, b) dla przewodzenia pary diod D2, D3 10 Rozpływ zaburzeń CM zależy od pary diod, które przewodzą D1, D4 (rys. 3.7a) oraz D2, D3 (rys. 3.7b). Zaburzenia CM rozpływają się od źródła zaburzeń uDS przez ziemię kondensator Cdr, odniesienia, rezystory RA1, RA2, parę diod D1, D4 lub D2, D3, kondensator Cf powracając do źródła zaburzeń uDS. Zaburzenia CM nie płyną przez dławik LB ze względu na jego dużą impedancję, w porównaniu z impedancją pojemności Cdr oraz Cf [Q1], [B3], [B4], [L1], [L3], [M2]. Wartość pojemności Cdr została wyznaczona na podstawie zmierzonej charakterystyki modułu impedancji |Zdr|, mierzonej pomiędzy radiatorem a drenem tranzystora. Pomiary zostały przeprowadzone za pomocą analizatora impedancji, Agilent 4294A. Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Zmierzone widmo zaburzeń przewodzonych przekształtnika PFC (NCP1653) dla dwóch przekładek izolujących (mikowej i silikonowej) zostało przedstawione na rys. 3.8. Rys. 3.8. Zmierzone widmo zaburzeń przekształtnika PFC z izolującą podkładką mikową i silikonową Poziom zaburzeń przekształtnika z podkładką mikową jest większy niż z podkładką silikonową. Różnica w poziomach widm wynosi 7 dBµV jest spowodowana większą pojemnością pasożytniczą Cdr, jaka powstaje wyniku zastosowania podkładki mikowej (Cdr=25,11 pF- mikowa, Cdr=9,37 pF- silikonowa). Poziom generowanych zaburzeń zależy również od sposobu sterowania przekształtnikiem. W celu przedstawienia wpływu metod sterowania na poziom generowanych zaburzeń użyto trzech przekształtników o mocy 350 W na napięcie 230 V, 50 Hz. Pierwszy z przekształtników (rys. 3.9a) jest sterowany z kontrolą chwilową wartości średniej prądu dławika, realizowanego za pomocą układu scalonego NCP 1653 [MF3]. Został on wykonany przez autora niniejszej rozprawy. W sterowaniu z kontrolą chwilowej wartości średniej prądu dławika tranzystor przekształtnika przełączany jest ze stałą częstotliwością 100 kHz. Dlatego ta częstotliwość oraz jej całkowita wielokrotność występuje w widmie generowanych zaburzeń przewodzonych. a) b) c) Rys. 3.9. Zmierzone widmo zaburzeń przekształtnika PFC z izolującą podkładką mikową i silikonową Drugi z przekształtników (rys. 3.9b) jest sterowany przy prądzie dławika na granicy ciągłości, realizowanego za pomocą układu scalonego MC3362 [MF2]. Został on wykonany również przez autora rozprawy. Częstotliwość przełączania w tej metodzie jest zmienna i jest minimalna (25 kHz) dla szczytowych wartości prądu, a maksymalna (90 kHz), przy małych wartościach prądu. W metodzie tej tranzystor załączany jest w chwili, gdy prąd dławika jest równy zeru zaś wyłącza się go, gdy prąd dławika osiąga wartość prądu zadanego. W wyniku takiej metody sterowania w widmie zaburzeń nie ma powtarzających się prążków wynikających z wielokrotności częstotliwości przełączania, tak jak w przypadku przekształtnika zrealizowanego na układzie NCP 1653. W trzecim przekształtniku (rys. 3.9c) zastosowane jest sterowanie sprzężone (ang. Interleaving), zrealizowane na układzie scalonym UCC28060 [MF4]. Jest to przekształtnik demonstracyjny firmy Texas Instruments. 11 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Przekształtnik ten zbudowany jest z dwóch równolegle połączonych ze sobą przekształtników typu Boost Tranzystory w tych przekształtnikach przełączane są ze zmienną, ale taką samą częstotliwością. Sygnały sterujące tranzystorami są przesunięte w fazie o 180o. Takie sterowanie zapewnia skuteczne zminimalizowanie tętnień prądu dławika, a co za tym idzie zmniejszenie poziomów zaburzeń przewodzonych. Rys. 3.10. Zmierzone widmo zaburzeń dla analizowanych przekształtników PFC zrealizowanych na układach NCP1653, MC33262, UCC28060 Z przeprowadzonej analizy wpływu metod sterowania przekształtników PFC na zaburzenia przewodzone (rys. 3.10) wynika, że największy poziom zaburzeń występuje dla przekształtnika wykorzystującego metodę sterownia przy prądzie dławika na granicy ciągłości. Wynika to z tego, że pochodna prądu dławika jest w tej metodzie największa. Najmniejszy generowany poziom zaburzeń przewodzonych jest dla przekształtnika sprzężonego. Mniejszy poziom generowanych zaburzeń wynika z najmniejszych tętnień prądu dławika, które są uzyskiwanie poprzez sterowanie tranzystorami, których sygnały przesunięte są względem siebie o 180º. 4. Filtr przeciwzakłóceniowy Najczęstszym sposobem redukcji zaburzeń przewodzonych, generowanych w przekształtnikach energoelektronicznych oraz urządzeniach elektronicznych, jest stosowanie pasywnych filtrów przeciwzakłóceniowych EMI (Electromagnetic Interference) [KT1], [K1], [W1], [KW2], [KO1]. Filtry EMI zbudowane są z elementów pasywnych (kondensatorów, cewek sprzężonych, rezystorów). Zadaniem filtrów EMI jest ochrona sieci zasilającej uAC przed elektromagnetycznymi zaburzeniami przewodzonymi. Filtry EMI redukują zaburzenia przewodzone tak aby nie wpływały one na pracę innych urządzeń włączonych do sieci uAC i nie przekraczały dopuszczalnych poziomów zaburzeń [X1], [KO1], [A2]. Filtry dobiera się ze względu na dopuszczalny prąd oraz napięcie znamionowe urządzenia, w którym ma być filtr zastosowany. Filtry przeciwzakłóceniowe można podzielić na filtry jednofazowe i trójfazowe oraz na filtry przeciwzakłóceniowe o strukturze jednostopniowej lub dwustopniowej [MF5], [MF6]. Przykładem filtru jednostopniowego może być filtr FN2020 firmy Schaffner (rys. 4.1). Filtry przeciwzakłóceniowe włączane są pomiędzy sieć zasilającą uAC, a urządzenie zaburzające (rys. 4.2) [KW2], [KO1], [KO2], [KT1]. Filtry sieciowe konstruowane są w taki sposób, aby zaburzenia przewodzone wspólne (CM) i różnicowe (DM) zostały ograniczone do poziomów zawartych w normach. Przykładem może być norma [PN5]. Zdolności tłumienia zaburzeń elektromagnetycznych jest wyrażona przez tłumienność wtrąceniową filtru H(jω). Dla każdego filtru podawane są charakterystyki tłumienności dla zaburzeń wspólnych CM i różnicowych DM. 12 21 mm 21,8 mm N’ L’ 43,5 mm N L PE 54 mm Attenuation dB 64 mm Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 4.1. Jednostopniowy filtr przeciwzakłóceniowy FN2020: a) Schemat filtru (L0L, L0N są to nazwy dławika w celu ich wyróżnienia), b) fotografia, c) zmierzone przez producenta charakterystyki tłumienności wtrąceniowej Charakterystyki takie dla filtru wzorcowego FN2020 [@S2] zamieszczono na rys. 4.1c. Podano tam również schemat filtru wraz z jego parametrami oraz fotografię. Zaburzenia wspólne CM generowane przez urządzenie zaburzające rozpływają się poprzez kondensatory CY przewód ochronny PE oraz pojemność pasożytniczą Cdr) zgodnie z rys. 4.2. Wartości pojemności CY są tak dobrane, aby ich prąd upływu płynący przez przewód ochronny nie był większy od dopuszczalnych wartości podanych w normach [PN10]. Rys. 4.2. Rozpływ zaburzeń wspólnych CM i różnicowych DM w jednostopniowym filtrze FN2020 Dla zaburzeń różnicowych DM impedancję cewek sprzężonych stanowi tylko wartość indukcyjności rozproszenia Lr. Część zaburzeń DM zamyka się przez kondensator CX1. Pozostała część zaburzeń DM, dla 13 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko których impedancja rozproszenia stanowi małą impedancję i te zaburzenia zamykają się przez kondensator CX2 ze względu na dużą impedancję sieci zasilającej uAC (rys. 4.2). W celu spełnienia wymogów bezpieczeństwa zawartych w normach, filtry sieciowe wyposażone są w rezystor rozładowczy R=1 MΩ. Rezystor rozładowczy podłączony jest równolegle z kondensatorami filtru w celu ich rozładowania po wyłączeniu urządzenia z sieci zasilającej [PN7], [PN8], [PN9]. 4.1. Wysokoczęstotliwościowe schematy zastępcze elementów filtru Filtr przeciwzakłóceniowy EMI pracuje w zakresie częstotliwości 9 kHz - 30 MHz. Dla takiego zakresu częstotliwości na skuteczność filtru (tłumienność wtrąceniową H(jω) mają wpływ również pasożytnicze parametry elementów składowych filtru. W celu przeprowadzenia analizy konstrukcji, która jest tematem prowadzonej rozprawy niezbędne jest wyznaczenie parametrów pasożytniczych elementów składowych filtru. Do wyznaczenia parametrów schematów zastępczych elementów filtru zaproponowano metodę rezonansową oraz metodę geometryczną. Parametry są wyznaczane na podstawie odpowiednich pomiarów. Wszystkie pomiary wykonano wykorzystując do tego celu analizator impedancji Agilent 4294A [A1]. Metoda ta polega na pomiarze modułu impedancji danego elementu w funkcji częstotliwości (metoda rezonansowa). Analizowany filtr ma strukturę typową. Zawiera cewki sprzężone, kondensatory CX, CY, rezystor rozładowczy R1 oraz obudowę filtru. 4.2. Wysokoczęstotliwościowy model cewek sprzężonych Cewki sprzężone składają się z dwóch uzwojeń o tej samej liczbie zwojów. Nawinięte są one na rdzeniu wykonanym z materiału magnetycznego. Wybór rdzenia jest kluczowym krokiem przy projektowaniu cewek sprzężonych. Rdzeń musi być taki, aby impedancja cewek sprzężonych w zakresie częstotliwości 9 kHz – 30 MHz dla zaburzeń wspólnych była jak największą. Badania wpływu konstrukcji cewek sprzężonych na ich parametry przeprowadza się traktując przykładowy filtr FN2020 jako wzorcowy. Fotografie cewek sprzężonych przedstawiono na rys. 4.3a. Cewki sprzężone filtru FN2020 nawinięte są na rdzeniu ferrytowym toroidalnym MnZn o wymiarach 20,35 mm x 8,85 mm x 7,5 mm, drutem miedzianym o średnicy 1,13 mm, przy 13 zwojach każdej z nich. Model cewek sprzężonych bazuje na schemacie z rys. 4.3b. Parametry jego elementów wyznacza się na podstawie zmierzonych charakterystyk modułu impedancji za pomocą analizatora impedancji Agilent 4294A. Zmierzone charakterystyki modułów impedancji |Zab| dla zwartych i otwartych zacisków cd wraz z wartościami częstotliwości rezonansowych i odpowiadających im impedancjom zostały zamieszczone na rys. 4.4. b) a C3 c Rw a C1 b 2Rp Lr/2 Lr/2 Lp Rw 2Rp c C2 d b d Rys. 4.3. Cewki sprzężone filtru FN 2020 – MnZn43: a) fotografia, b) schemat zastępczy Rezystancję Rw, reprezentuje rezystancja drutu nawojowego cewek i wyznacza się ją na podstawie charakterystyki |Zab|, gdy zaciski cd są zwarte (rys. 4.4b) dla małych częstotliwości np. 40 Hz. Dla tej częstotliwości impedancja |Zab|=Rw, ponieważ kondensatory C1, C2, C3 stanowią przerwę, a cewki Lr, Lp stanowią zwarcie. Wartość indukcyjności rozproszenia Lr wyznacza się z nachylenie charakterystyki modułu impedancji |Zab|, gdy zaciski cd są zwarte. Wartość ta jest proporcjonalna do ωLr (rys. 4.4b). 14 Lr f4=36,18 MHz ~ f3=52,4 MHz f2=36,18 MHz f1=1,59 MHz Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 4.4. Zmierzone charakterystyki modułu impedancji cewek sprzężonych MnZn43 za pomocą analizatora impedancji Agilent: a) moduł impedancji |Zab| widziany z zacisków ab, gdy zaciski cd są otwarte, b) moduł impedancji |Zab| widziany z zacisków ab, gdy zaciski cd są zwarte Kondensatory C1 i C2 reprezentują pojemności pasożytnicze widziane z zacisków ab (C1) oraz cd (C2), kondensator C3 reprezentuje pojemność pasożytniczą pomiędzy stroną pierwotną a wtórną cewek sprzężonych. Parametry C1, C2, C3, wyznacza się na podstawie wzorów (4.1), (4.2), (4.3), (4.4), określających częstotliwości rezonansowe f1, f2, f3, f4 znając wartości Lp i Lr. Częstotliwości te można odczytać z pomierzonych charakterystyk modułu impedancji z rys. 4.4. Szczegółowe wyprowadzenie zależności wraz z przedstawionymi schematami zastępczymi zostały podane w pracy (podrozdział 6.1 str. 78). Na częstotliwość rezonansu równoległego f1 mają wpływ pojemności C1, C2 oraz indukcyjność Lp. Moduł impedancji dla częstotliwości rezonansowej f1 przyjmuje wartość |Zab|=Rp. Kondensator C3 został pominięty, ponieważ jest zwarty przez bardzo małą wartość impedancji wynikającej z wartości indukcyjności rozproszenia Lr, (Lr<<Lp) 1 f1 = . (4.1) 2π Lp ( C1 + C2 ) Zgodnie z właściwościami funkcji reaktancyjnej po rezonansie równoległym f1 występuje rezonans szeregowy o częstotliwości f2. Częstotliwość tego rezonansu zależy od wartości pojemności C2, C3 oraz indukcyjności rozproszenia Lr. Indukcyjności Lp nie wpływa na częstotliwość f2 ze względu, że dla częstotliwości powyżej f1, ω1Lp stanowi dużą impedancję w porównaniu z impedancją gałęzi C3-Lr-C2-2Rp. 1 f2 = . (4.2) 2π Lr ( C2 + C3 ) Następnym rezonansem jest rezonans równoległy dla częstotliwości, f3>f2. Częstotliwość f3 zależy od wartości pojemności C1, C2, C3 oraz indukcyjności rozproszenia Lr. 1 f3 = . (4.3) C1C2 2π Lr C3 + C1 + C2 Charakterystyka modułu impedancji |Zab|, gdy zaciski cd są zwarte ma jedno maksimum (rezonans równoległy f4). Częstotliwość rezonansu f4 zależy od pojemności C1, C3 oraz indukcyjności Lr 1 f4 = . (4.4) 2π Lr ( C1 + C3 ) Dla poprawnego zamodelowania cewek sprzężonych filtru EMI, które pracują w zakresie 9 kHz - 30 MHz, niezbędne jest uwzględnienie zmian rezystancji Rp oraz indukcyjności Lp w funkcji 15 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko częstotliwości. Wartość indukcyjności Lp oraz wartość rezystancji Rp nie jest stała. Wartości te zależą od wartości przenikalności rzeczywistej µp' oraz urojonej µp'' , które zmieniają się wraz z częstotliwością. Wartość indukcyjność Lp zmienia się wprost proporcjonalne do zmian przenikalności rzeczywistej µp' . Wartość rezystancji Rp zmienia się wprost proporcjonalne do zmian przenikalności urojonej µp'' . s 5000 ’s ’’s 4000 3000 2000 1000 f 0 10k 100k 1M 10M 100M Hz Rys. 4.5. Zmierzone charakterystyki rdzenia filtru FN2020- MnZn43: Tabela 4.1. Dane niezbędne do obliczenia wartości pojemności C1+ C2 cewek MnZn43 Wielkość Jednostka Wartość Sposób wyznaczania na podstawie f1 MHz 1,59 charakterystyka (rys. 4.4a) f1= f4 MHz 36,18 charakterystyka (rys. 4. 4b) 292 charakterystyka (rys. 4.5) dla częstotliwości f1 µ' s µs'' - 1220 charakterystyka (rys. 4.5) dla częstotliwości f1 S N lsr Rs Rp L0=Ls Lp Lr Rw C1 C2 C3 m2 m kΩ kΩ µH mH µH mΩ pF pF pF 4,31·10-5 13 46·10-3 2,43 2,56 58 1,07 4 7,5 4,68 4,68 0,16 zależność (4.6) zależność (4.7) zależność (4.5) zależność (4.8) charakterystyki (rys. 4.4b) charakterystyki (rys. 4.4b) zależność (4.1) zależność (4.2), (4.4) zależność (4.4) Wyznaczenie przenikalności zostało przeprowadzone za pomocą analizatora impedancji Agilent 4294A wraz z przystawkami: 42942A oraz 16454A (rys. 4.5). Wyznaczanie przenikalności polega na metodzie jednego zwoju [A1], [H1], [S6]. Na podstawie zmierzonych charakterystyk z rys. 4.5, wymiarów geometrycznych rdzenia 20,35 mm x 8,85 mm x 7,5 mm, oraz zależności (4.5), (4.6) można wyznaczyć wartość indukcyjności Ls oraz Rs. Ls = 16 µs' µ 0 SN 2 lsr , (4.5) Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rs = 2πf µs''µ 0 SN 2 lsr , (4.6) gdzie: µs' -przenikalność magnetyczna rzeczywista, µs'' - przenikalność magnetyczna urojona, µ 0 -przenikalność magnetyczna próżni 4π ⋅ 10 −7 H/m , S - przekrój poprzeczny rdzenia, N - liczba zwojów, lsr- średnia długość drogi magnetycznej. Parametry Ls, Rs są parametrami schematu pokazanego na rys. 4.6a. Analizowany model cewek sprzężonych wymaga parametrów Lp, Rp, jak na rysunku 4.6b i można je obliczyć na podstawie zależności (4.7) i (4.8). Rys. 4.6. Schemat zastępczy cewki dla wysokiej częstotliwości: a) schemat szeregowy, b) schemat równoległy Schematy te są schematami równoważnymi dla danej częstotliwości f. ωL 2 Rp = Rs 1 + s Rs (4.7) 2 Rs2 ωLs 1 + ωLp = . ωLs Rs (4.8) W tabeli 4.1 zestawiono obliczone parametry schematu zastępczego cewek sprzężonych filtru FN2020. Wartości µ s' i µ s'' dla częstotliwości rezonansowej f1, zostały odczytane z charakterystyki przedstawionej na rys. 4.5. Pojemności C1, C2 są równe, ponieważ częstotliwość rezonansu szeregowego f2 (rys. 4.4) jest równa częstotliwości rezonansu równoległego f4. Zmierzone charakterystyki cewek sprzężonych zostały porównane z charakterystykami symulacyjnymi. Charakterystyki te zostały wykreślone na podstawie schematu zastępczego cewek sprzężonych filtru EMI (rys. 4.3) w programie ICAP4 oraz wartości elementów zawartych w tabeli 4.1. Rys. 4.7. Porównanie charakterystyk impedancji cewek sprzężonych MnZn43 zmierzonych i symulacyjnych: a) moduł impedancji |Zab| widzianej z zacisków ab, gdy zaciski cd są otwarte, b) moduł impedancji |Zab| widzianej z zacisków ab, gdy zaciski cd są zwarte 17 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Dla sprawdzenia wyznaczonych wartości C1, wykorzystuje się metodę rezonansową, przy czym na rdzeniu pozostaje nawinięte tylko uzwojenie ab (uzwojenie cd zostaje usunięte). Mierzy się impedancję widzianą z zacisków ab, za pomocą analizatora Agilent 4294A. Na podstawie częstotliwości rezonansowej wyznacza się pojemność i indukcyjność Lp. Procedura wyznaczania pojemności jest identyczna jak dla cewek sprzężonych. Wyznaczona pojemność cewek C1= Cab, gdy na rdzeniu zostaje tylko uzwojenie, ab wynosi Cab= 4,56 pF. Do sprawdzenia wyznaczonych pojemności cewek opracowano także metodę geometryczną, która polega na obliczaniu pojemności C1 lub C2 bazujące na wymiarach geometrycznych (metoda geometryczna) rdzenia ferrytowego, średnicy drutu nawojowego, grubości jego izolacji, rodzaju [KK1], [K2],[M4]. Metoda ta została szczegółowo omówiona w pracy w podrozdziale 6.1.1 str. 90 4.3. Wpływ konstrukcji cewek na parametry pasożytnicze W prowadzonej rozprawie doktorskiej analizowano wpływ sposobów nawinięcia cewek sprzężonych oraz właściwości rdzenia na parametry (C1, C2, C3, Lr, Lp, Rp). Analiza taka jest ważna ze względu na to, że wymienione parametry mają istotny wpływ na tłumienność wtrąceniową filtru [P2], [P3], [KW2], [KO1]. Analizowano cewki sprzężone o trzech różnych materiałach rdzenia oraz cewki sprzężone o różnych sposobach nawinięcia. Są to cewki o uzwojeniach przestrzennie rozdzielonych (rys. 4.8a), o nawinięciu bifilarnym (rys. 4.8b). Cewki przestrzennie rozdzielone można podzielić na dwuwarstwowe i jednowarstwowe (rys. 4.8c,d). Nietypowym analizowanym sposobem nawijania są cewki sprzężone dwusekcyjne jednowarstwowe nawinięte metodą TIGHTpak (rys. 4.9a). Rys. 4.8. Sposób nawijania cewek: a) o uzwojeniach przestrzennie rozdzielonych, b) bifilarnie, c) dwuwarstwowo, d) jednowarstwowo Pierwszy z analizowanych rdzeni, to rdzeń ferrytowy MnZn o przenikalności 3 300 stosowany w cewkach TIGHTpak. Drugim z analizowanych rdzeni, to nanokrystaliczny rdzeń VITROPERM 500F o przenikalności 15 000 firmy Vaccuumschmeleze [MF9]. Trzecim analizowanym rdzeniem jest nanokrystaliczny rdzeń o VITROPERM 500F o przenikalności 45 000 firmy Vaccuumschmeleze [MF9]. W celu zmniejszenia pojemności pasożytniczych cewek sprzężonych należy zastosować rdzenie o większej przenikalności magnetycznej lub/i nawinąć je w odpowiedni sposób. Cewki sprzężone MnZn43, które są odniesieniem do prowadzonej analizy, nawinięte są o uzwojeniach przestrzennie rozdzielonych dwuwarstwowo, jak pokazano na rys. 4.3. Taki sposób nawinięcia pozwala na zastosowanie mniejszych wymiarów rdzenia, ale zwiększa wartości pojemności pasożytniczych, a tym samym zmniejsza wartość tłumienności filtru EMI. Mniejsze pojemności pasożytnicze mają cewki nawijane jednowarstwowo. Jednakże dla uzyskania tej samej wartości indukcyjności cewek sprzężonych należy zastosować rdzeń o większych wymiarach geometrycznych niż dla cewek nawiniętych dwuwarstwowo. Firma Actown Electrocoil Company wprowadziła do sprzedaży jednowarstwowe cewki sprzężone nawijane nową techniką TIGHTpak [@S3], [S5]. Pozwala ona na jednowarstwowe nawinięcie większej liczby zwojów na rdzeniu o tych samych wymiarach. Zastosowanie takiej techniki nawijania pozwala uzyskać takie same wartości indukcyjności przy zachowaniu takich samych wymiarów rdzenia. Cewki TIGHTpak nawijane są drutem, który jest spłaszczany od strony wewnętrznego obwodu rdzenia ferrytowego (rys. 4.9a). Taki sposób nawijania zapewnia lepsze upakowanie zwojów. 18 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 4.9. Cewki sprzężone nawinięte różnymi sposobami: a) szkic przedstawiający sposób nawijania metodą TIGHTpak, b ) fotografia cewki TIGHTpak, c) fotografia cewki nawiniętej dwuwarstwowo, d) fotografia cewki nawiniętej bifilarnie Cewki sprzężone TPCM-0.8-10 zostały nawinięte na rdzeniu ferrytowym MnZn (MnZn33) o przenikalności 3 300 i wymiarach: 20,35 mm x 8,85 mm x 7,5 mm. Liczba zwojów uzwojenia ab i cd jest równa i wynosi 17. Cewki mają indukcyjność L0=Ls = 0,85 mH (f=1 kHz) i zaprojektowane są na prąd 10 A. Parametry znamionowe analizowanych cewek są takie same, jak dla analizowanych wcześniej cewek filtru komercyjnego FN2020. Analizę wpływu nawijania na parametry pasożytnicze została przeprowadzona dla cewek nawiniętych na tym samym rdzeniu MnZn33 o tej samej liczbie zwoi metodą TIGHTpak (rys. 4.9b) dwuwarstwowo (rys. 4.9c) i bifilarnie (rys. 4.9d). Parametry pasożytnicze wszystkich analizowanych cewek zostały wyznaczone za pomocą metody rezonansowej. Wyznaczone parametry zostały zestawione w tabeli 4.2. Rys. 4.10. Cewki sprzężone nawinięte (o uzwojeniach przestrzennie rozdzielonych, dwuwarstwowo) na rdzeniu nanokrystalicznym VF15 Od wielu lat do budowy cewek sprzężonych filtrów EMI są stosowane rdzenie ferrytowe manganowo cynkowe MnZn [W2], [W3], [KO1]. Rozwój materiałów magnetycznych spowodował, że cewki sprzężone filtrów EMI konstruuje się z materiałów nanokrystalicznych [P4], [P5], [M7], [N1], [MF9]. Cewki sprzężone nawinięte na rdzeniu nanokrystalicznym VITROPERM 500F firmy Vacuumschmeleze - VF15 przedstawiono na rys. 4.10a. Tabla 4.2. Parametry analizowanych cewek sprzężonych Wielkość Jednostka 2WMnZn33 TPCM-0.8-10 1BMnZn33 VF15 VF45 L 0=Ls (1 kHz) f1 C1 C2 mH MHz pF pF 0,85 1,2 6,46 6,46 0,85 1,49 3,75 3,75 0,85 2,01 2,04 2,04 4,3 2,16 2,94 2,94 4,2 5,26 1,89 2,23 C3 pF 0,4 0,22 0,17 0,14 Rw Rp(f1) Lp(f1) Lr mΩ kΩ mH µH 11,3 7,92 1,36 9,2 8,2 7,56 1,51 10,2 8,8 10,12 0,92 7,2 4,3 3,19 0,22 6,1 14,2 5,26 1,53 0,3 19 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Wymiary geometryczne rdzenia wynoszą 21,98 mm x 11,67 mm x 11,11 mm. Cewki nawinięte są drutem miedzianym o średnicy 1,13 mm. Liczba zwojów uzwojenia ab i cd jest równa i wynosi 13. Liczba zwoi jest taka sama, jak dla cewek sprzężonych filtru komercyjnego, lecz ze względu na dużą przenikalność rdzenia VITROPERM 500F (15 000 dla częstotliwości 1 kHz), indukcyjność przyjmuje wartość L0=Ls= 4,3 mH (f = 1 kHz) Indukcyjność cewek sprzężonych filtru komercyjnego o wymiarach (20,35 mm x 8,85 mm x 7,5 mm), wynosi L0=Ls=0,85 mH. Na rysunku 4.10b przedstawiono cewki sprzężone nawinięte na rdzeniu VITOPERM 500F-VF45 [@S5], o przenikalności początkowej 45 000. Cewki sprzężone VF45 mają indukcyjność taką samą jak cewki VF15 i tę samą liczbę zwojów. Natomiast wymiary geometryczne są znacznie mniejsze i wynoszą 15,95x11,93x6,95 mm. Taka sama wartość indukcyjności początkowej cewek VF45 wynika z dużej przenikalności początkowej rdzenia, która wynosi 45 000. Nawijanie bifilarne wymusza stosowanie drutu nawojowego o grubszej izolacji ze względu na bezpieczeństwo [PN8]. Grubość izolacji drutu nawojowego zależy od napięcia znamionowego filtru. Grubsza izolacja powoduje zmniejszenie liczby zwojów w porównaniu z cewką nawinięta drutem emaliowanym, jednocześnie powodując zmniejszenie wartości indukcyjności. Zwiększenie impedancji cewek sprzężonych, a tym samym tłumienności można uzyskać poprzez zastosowanie rdzenia o dużej przenikalności. Rys. 4.11. a) Przenikalności rzeczywiste µ s' rdzeni cewek sprzężonych MnZn43, VF15, VF45, b) Porównanie charakterystyk modułu impedancji cewek sprzężonych nawiniętych na rdzeniach VITROPERM 500F oraz cewek sprzężonych MnZn43 filtru FN2020 W celu zilustrowania zagadnienia wpływu przenikalności na impedancję (tłumienność) przebadano trzy rodzaje cewek sprzężonych MnZn43, VF15, VF45 nawinięte na różnych materiałach magnetycznych. Analizując zmierzone przenikalności z rys. 4.11a można zaobserwować dwa skrajne przypadki, pierwszy to materiał o niskiej przenikalności – 4 300 przy 1 kHz (MnZn) i drugi o wysokiej przenikalności – 45 000 również przy 1 kHz, ale zmieniającej się radykalnie wraz ze wzrostem częstotliwości. Przypadek trzeci VF15 charakteryzuje się przenikalnością o pośredniej wartości 15 000 przy 1 kHz. Przenikalność zmniejsza się szybciej dla materiału MnZn, a wolniej niż dla materiału VF45. Dla wszystkich trzech przypadków pomierzono moduł impedancji |Zab| przy otwartych zaciskach cd (rys. 4.11b). Można zauważyć, że impedancja przy materiale VF15 osiąga najwyższe wartości, co stanowi potwierdzenie słuszności wymogu stałej niezależnej od częstotliwości przenikalności i dużej jej wartości. 4.4. Wysokoczęstotliwościowy model kondensatorów Ze względu na zakres częstotliwości pracy filtru EMI, wpływ parametrów pasożytniczych kondensatorów CX i CY ma istotny wpływ na tłumienność wtrąceniową filtru. Dlatego też wyznaczenie parametrów pasożytniczych kondensatorów jest równie istotne, jak wyznaczenie parametrów pasożytniczych cewek sprzężonych. Do wyznaczenia schematu zastępczego kondensatorów zastosowano metodę rezonansową. 20 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko fc=29 MHz W prowadzonej analizie przyjęto szeregowy schemat zastępczy kondensatora dla wysokiej częstotliwości, (rys. 4.12b), który jest rozpowszechniony i zaaprobowany w literaturze [KT1], [KW2], [KM2]. Dla częstotliwości rezonansowej impedancja |ZC| jest równa rezystancji szeregowej RX kondensatora. Powyżej częstotliwości rezonansowej fC impedancja |ZC| rośnie, ponieważ schemat zastępczy kondensatora powyżej częstotliwości rezonansowej zmienia swój charakter z pojemnościowego na indukcyjny (rys. 4.12c). Na podstawie zależności (4.9) wyznacza się indukcyjność pasożytniczą LX kondensatora CX. 1 fc = . (4.9) 2π LXCX Rys. 4.12. Kondensator CY: a) Fotografia kondensatora CY -30 LV, b) Schemat zastępczy kondensatora, c) zmierzona charakterystyka modułu impedancji kondensatora CY- 30 LV, d) porównanie charakterystyk zmierzonej i symulacyjnej kondensatora CY – 30 LV 4.5. Porównanie właściwości kondensatorów stosowanych w filtrach przeciwzakłóceniowych W pracy przeprowadzono analizę porównawczą właściwości kondensatorów CX i CY. Do tłumienia zaburzeń wspólnych CM stosuje się kondensatory CX metalizowane, gdzie dielektrykiem jest tworzywo sztuczne (polipropylen i poliester) oraz metalizowane kondensatory papierowe. Typowe wartości kondensatorów CX stosowane w filtrach przeciwzakłóceniowych mieszczą się w przedziale od 0,1 do 0,47 µF, a nawet 1,5 µF [@S2], [MF5], [KW2]. Wartość pojemności kondensatorów CX nie jest ściśle określona, w przeciwieństwie do wartości kondensatorów CY. Wartości pojemności kondensatorów CY są ściśle określone i zależą od wartości dopuszczalnej prądu upływu płynącego poprzez przewód PE. Jako kondensatory CY stosuje się kondensatory metalizowane (polipropylenowe, poliestrowe, papierowe) oraz kondensatory ceramiczne. Metalizowane kondensatory mają właściwości samoregeneracji, które wynikają z ich budowy [T1], [KM1], [MF9], [MF7]. Zjawisko samoregeneracji polega na odparowaniu warstwy metalu, pod wpływem napięcia przebicia. Odparowanie warstwy metalizowanej z miejsca przebicia powoduje odizolowanie tego miejsca od pozostałej powierzchni okładki kondensatora. Zjawisko samoregeneracji zapobiega powstawaniu zwarć. Zjawisko samoregeneracji zachodzi przy napięciu 4 kV dla kondensatorów poliestrowych. Lepsze właściwości samoregeneracji mają metalizowane kondensatory papierowe. Napięcie samoregeneracji zachodzi przy napięciu 6 kV. Lepsze właściwości samoregeneracji (wyższe napięcie, przy którym występuje zjawisko) wynikają z faktu, że cała powierzchnia kondensatora jest impregnowana żywicą, która wypełnia wszystkie nierówności okładki. Wyższe napięcia, 21 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko przy którym występuje zjawisko samoregeneracji oznacza wyższą odporność na napięcia impulsowe. Ponadto metalizowane kondensatory papierowe mają najmniejszą zawartość węgla (ok. 3%), co powoduje małe ryzyko zapłonu. Dla porównania poliester (ok. 30%), polypropylen (ok. 40%) [MF7], [KM1]. Jednakże kondensatory metalizowanie papierowe mają większe rozmiary w porównaniu do metalizowanych kondensatorów poliestrowych polipropylenowych. Na rys. 4.13 zostały przedstawione fotografie analizowanych kondensatorów CY. W tabeli 4.3 zestawiono wyznaczone parametry schematu zastępczego. Rys. 4.13. Kondensatory CY 4,7 nF: a) 30 LV ceramiczny kondensator, b) WYE 472M poliestrowy kondensator metalizowany, c) MKP Y2 polipropylenowy kondensator metalizowany, d) PME 271 MY papierowy kondensator metalizowany Tabela 4.3. Wymiary geometryczne oraz parametry schematu zastępczego kondensatorów CY Wielkość jednostka 30LV WYE-472M MKP Y2 PME 271MY CY1 nF 3,85 4,75 4,67 4,85 RY1 mΩ 246 165 100,1 251,53 LY1 fc nH MHz 8 29 11,5 21,5 10.1 23,2 11,2 21,5 Wyznaczone schematy zastępcze elementów filtru i ich parametry pozwalają na przeprowadzenie analizy wpływu poszczególnych parametrów elementów w filtru na jego tłumienność wtrąceniową. Wysokoczęstotliwościowy schemat filtru został przedstawiony na rys. 4.14. Schemat ten będzie modyfikowany w zależności od rodzaju analizowanych zaburzeń. Rys. 4.14. Schemat analizowanego filtru EMI z uwzględnieniem elementów pasożytniczych 5. Tłumienność wtrąceniowa filtru EMI Skuteczność filtru przeciwzakłóceniowego jest scharakteryzowana poprzez stratę niepożądanego sygnału (zaburzenia elektromagnetycznego) przechodzącego przez niego. Parametrem charakteryzującym skuteczność filtru jest tłumienność wtrąceniowa H(jω). Moduł tłumienności wtrąceniowej definiuje się jako: 22 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko H ( jω) = 20log U 20 , U2 (5.1) gdzie: U20 – wartość skuteczna zespolona napięcia na zaciskach 2-2’ w układzie bez filtru, U2 - wartość skuteczna zespolona napięcia na zaciskach 2-2’ w układzie z filtrem. Pomiar charakterystyk tłumienności wtrąceniowej filtru EMI w zakresie 9 kHz - 30 MHz przeprowadza się dla składowej wspólnej (CM) oraz różnicowej (DM) według wymagań normy CISPR 17 [PN3]. Rys. 5.1. Ideowy schemat do badania tłumienności wtrąceniowej: a) bez filtru, b) z filtrem Na rys. 4.1c zmieszczono pomierzone charakterystyki modułu tłumienności analizowanego filtru FN2020 dla składowej wspólnej CM i różnicowej DM. Charakterystyki te zostały dostarczone przez producenta, firmę Schaffner wraz z filtrem FN2020 traktowanym w pracy jako wzorcowy (filtr odniesienia). Aby mieć informacje o tłumienności filtru, jako funkcji parametrów jego elementów należy bazować nie tylko na pomiarach tłumienności, ale również wykorzystywać do tego celu model teoretycznoobliczeniowy. 5.1. Analityczne wyznaczanie tłumienności wtrąceniowej filtru EMI za pomocą macierzy łańcuchowej Filtr przeciwzakłóceniowy można przedstawić, jako czwórnik i opisać za pomocą parametrów macierzy łańcuchowej. Charakterystyki tłumienności wyznacza się osobno dla każdej ze składowej CM i DM. Schemat filtru (rys. 4.14) przyjmuje różne struktury dla zaburzeń CM i DM dlatego niezbędne są dwa różne równania macierzy łańcuchowej tych zaburzeń. W celu wyznaczenia wartości skutecznej napięcia |U2| występującego we wzorze definiującym tłumienność wtrąceniową (5.1) należy skorzystać z równań łańcuchowych czwórnika. Filtr EMI jako czwórnik Obciążenie I2 2 Z2=R2 50 U2 2' Generator przemiatający I1 A 1 Z1=R1 50 U1 Zwe E 1' Rys .5.2. Filtr przeciwzakłóceniowy jako czwórnik Ogólną postać tłumienności H(jω) (5.1) wyprowadzono z równań łańcuchowych czwórnika (5.2) U1 A B U 2 I = C D I , 2 1 (5.2) 23 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko gdzie: A, B, C, D – parametry macierzy łańcuchowej A. Parametry A, B, C, D zależą od topologii czwórnika i będą osobno wyznaczane dla modelu czwórnika opisującego rozchodzenie się zaburzeń CM i DM. Impedancja wejściowa filtru, czwórnika widziana z zacisków 1-1’ (rys. 5.2) ma postać: Z we = AZ 2 + B , CZ 2 + D (5.3) gdzie: Z2 – impedancja obciążenia. Wartość napięcia U2 przyjmuje postać: U 2 = DU1 − BI1 = ( DZ we − B ) E . R1 + Z we (5.4) Zgodnie ze schematem z rys. 5.1a napięcie U20 wyraża się zależnością: U 20 = E ⋅ R2 . R1 + R2 Ostatecznie tłumienność wtrąceniowa opisana jest zależnością: U R1 + R2 H (jω ) = 20log 20 = −20log ( DZ we − B ) . ( R1 + Z we ) R2 U2 (5.5) (5.6) 5.2. Tłumienność wtrąceniowa filtru dla zaburzeń wspólnych CM Schemat filtru przeciwzakłóceniowego dla składowej CM został przedstawiony na rys. 5.3. Wpływ na charakterystykę tłumienności wtrąceniowej filtru dla składowej CM mają parametry pasożytnicze cewek sprzężonych oraz kondensatorów CY1, CY2. Rys. 5.3. Schemat filtru dla składowej CM z uwzględnieniem parametrów pasożytniczych Dla wyznaczenia tłumienności wtrąceniowej, jaką wnosi filtr dla zaburzeń CM z uwzględnieniem elementów pasożytniczych, należy wyznaczyć macierz łańcuchową czwórnika Γ, przedstawionego na rys. 5.3. Dla czwórnika kształtu Γ macierz łańcuchowa ma postać: Z 1 , Y0 1 + ZY0 ΑΓ = H ( jω ) = 20log U 20 R1 + R2 = −20log (D Z − B ) . U2 ( R1 + Z we ) R2 Γ we Γ (5.7) (5.8) Na podstawie zależności (5.8), parametrów cewek sprzężonych, kondensatorów CY1 i CY2 analizowanego wzorcowego filtru FN2020 obliczono charakterystykę tłumienności dla składowej CM zamieszczając ją na rys. 5.4. Na rysunku tym zamieszczono również charakterystykę pomierzoną. 24 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 5.4. Charakterystyki tłumienności składowej wspólnej, CM filtru FN2020, zmierzonej i wyznaczonej za pomocą zależności (5.8) 5.3. Tłumienność wtrąceniowa filtru dla zaburzeń różnicowych DM Schemat filtru przeciwzakłóceniowego dla zaburzeń DM został przedstawiony na rys. 5.5. Na charakterystykę tłumienności filtru dla zaburzeń DM mają wpływ parametry pasożytnicze kondensatorów CX1, CX2, CY1, CY2, wartości pojemności C1, C2, indukcyjność rozproszenia Lr oraz Rp. RX1 CX1 RX2 CX2 LX2 LX1 Rys. 5.5. Schemat do wyznaczania tłumienności wtrąceniowej filtru dla składowej różnicowej DM Tłumienności wtrąceniową filtru dla składowej DM z uwzględnieniem parametrów pasożytniczych wyznacza się podobnie jak dla zaburzeń CM korzystając z analizy macierzy łańcuchowej czwórnika kształtu Π . Macierz łańcuchowa czwórnika kształtu Π ma postać: 1 + ZY2 Z , Y1 + Y2 + Y1Y2 Z 1 + ZY1 Απ = H ( jω ) = 20log U 20 R1 + R2 = −20log (D Z − B ) . U2 ( R1 + Z weπ ) R2 π weπ π (5.9) (5.10) Na podstawie zależności (5.10) i wyliczonych parametrów macierzy łańcuchowej wyznaczono tłumienność wtrąceniową dla zaburzeń różnicowych DM filtru FN2020 i wykreślono charakterystykę tłumienności zamieszczając ją na rys. 5.6. Na rysunku tym zamieszczono również charakterystykę pomierzoną. 25 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko dB |H(j 100 obliczenia pomiar 80 60 40 20 f Hz 0 10000 10k 100000 100k 1000000 1M 10000000 10M 30M Rys. 5.6. Charakterystyki tłumienności składowej wspólnej, DM filtru FN2020, zmierzonej i wyznaczonej za pomocą zależności (5.10) 6. Analiza możliwości zwiększenia tłumienności filtru EMI Przy projektowaniu filtrów przeciwzakłóceniowych EMI dąży się do osiągnięcia jak największego poziomu tłumienia dla zaburzeń składowej wspólnej CM i różnicowej DM. Poziom tłumienności zależy od wartości parametrów elementów wchodzących w skład filtru oraz wartości ich parametrów pasożytniczych. Dla składowej wspólnej CM znaczący wpływ na poziom tłumienia mają parametry cewek sprzężonych oraz kondensatorów CY. Dla osiągnięcia większego poziomu tłumienia indukcyjność L0 powinna mieć jak największą i stałą wartość w całym zakresie częstotliwości. Wartość indukcyjności zgodnie z zależnością (4.5) można zwiększyć poprzez zwiększenie przenikalności µ’s. Największe przenikalności mają rdzenie nanokrystaliczne przy zbliżonych wymiarach i tej samej liczbie zwojów. Na rys. 6.1 zostały porównane charakterystyki tłumienności dla filtru z cewkami MnZn43 nawiniętymi na rdzeniu ferrytowym oraz filtru z cewkami VF15 nawiniętymi na rdzeniu nanokrystalicznym. Rys. 6.1. Tłumienności filtru z cewkami sprzężonymi VF15 oraz MnZn43: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM Tłumienność dla składowej CM filtru z cewkami sprzężonymi VF15 jest większa niż dla filtru z cewkami MnZn43. Większy poziom tłumienia filtru wynika z większej indukcyjności cewek VF15 26 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko (L0=4,3 mH mierzonej przy f=1 kHz) w porównaniu z cewkami MnZn43 (L0 =0,85 mH przy f=1 kHz). W obszarze 2 większa tłumienność dla składowej CM filtru z cewkami VF15 wynika z większej rezystancji Rp (Rp=10,12 kΩ) w porównaniu z rezystancją (Rp = 2,56 kΩ) cewek MnZn43. W obszarze 3 częstotliwość fCY jest taka sama dla filtru z cewkami VF15 i MnZn43, ponieważ na tę częstotliwość wpływ mają wartości pojemności kondensatorów CY oraz indukcyjności LY. Większe tłumienie filtru z cewkami VF15 wynika także z mniejszych pojemności pasożytniczych C1, C2. Większa tłumienność dla składowej DM filtru z cewkami VF15 (rys. 6.1b) wynika z większej indukcyjności rozproszenia Lr cewek sprzężonych. Indukcyjność Lr ma także wpływ na częstotliwość fDM1. Wraz ze wzrostem indukcyjności Lr częstotliwości fDM1 maleje (por. rozprawa: rys. 7.20/str. 143). Częstotliwość fDM2 w obszarze 2 i częstotliwości fDM3, fDM4 w obszarze 3 są stałe ponieważ ich wartości zależą od parametrów kondensatorów CX oraz CY, których wartości są stałe dla analizowanego przypadku. Rys. 6.2. Tłumienność filtru z cewkami sprzężonymi VF15 oraz VF45: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienności dla zaburzeń DM Duża wartość przenikalności umożliwia zmniejszenie wymiarów geometrycznych cewek sprzężonych przy zachowaniu tej samej wartości indukcyjności (por. rozprawa: punkt. 6.1.2/str. 96). Przy doborze cewek sprzężonych filtru bardzo ważną cechą jest stałość przenikalności rdzenia w funkcji częstotliwości (rys. 4.11a). Początkowa wartość przenikalności nie gwarantuje dużej wartości tłumienia w całym zakresie częstotliwości od 9 kHz – 30 MHz. Na rys. 6.2 zostały porównane charakterystyki tłumienności filtru z cewkami VF15 oraz VF45, których indukcyjności mierzone dla częstotliwości f=1 kHz są porównywalne i wynoszą odpowiednio L0= Ls=4,3 mH oraz L0= Ls=4,2 mH. Tłumienność dla składowej zaburzeń CM dla filtru z cewkami VF45 jest mniejsza niż dla filtru z cewkami VF15. Powodem jest mniejsza stałość przenikalności magnetycznej w funkcji częstotliwości rdzenia cewek VF45 (rys. 4.11a), co powoduje zmniejszanie wartości indukcyjności wraz ze wzrostem częstotliwości. Mniejsza wartość tłumienia filtru z cewkami VF45 dla obszaru 2 jest związana z mniejszą rezystancji Rp. Tłumienność dla składowej DM filtru z cewkami VF15 jest większa niż dla filtru z cewkami VF45. Większa tłumienność wynika z większej wartości indukcyjności rozproszenia Lr cewek VF15. Porównanie charakterystyk tłumienności filtru z cewkami VF45 oraz MnZn43 zostało przedstawione na rys. 6.3. Tłumienność filtru z cewkami V45 dla składowej zaburzeń CM jest większa od tłumienności filtru z cewkami MnZn43 tylko do częstotliwości 80 kHz w obszarze 1. Wynika to z wartości indukcyjności cewek VF45 oraz MnZn43. W obszarze 2 tłumienność filtru z cewkami VF45 jest mniejsza spowodowane jest to zmianą przenikalności rdzenia cewek VF15 (rys. 4.11a) oraz jej mniejszą rezystancją Rp (por. rozprawa: tabela 6.12/str. 107). W obszarze 3 większa tłumienności wynika z mniejszej wartości pojemności pasożytniczej cewek VF45. 27 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Rys. 6.3. Tłumienność filtru z cewkami sprzężonymi MnZn43 oraz VF45: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM Większe tłumienie oraz mniejsza wartość częstotliwości fDM1 dla składowej zaburzeń DM filtru z cewkami VF45 wynika z większej wartości indukcyjności rozproszenia Lr. Indukcyjność L0 zależy od liczby zwojów N. Wraz ze wzrostem liczby zwojów zwiększa się indukcyjność L0, ale także zwiększają się pojemności pasożytnicze C1, C2, które obniżają poziom tłumienia (rozprawa: rys. 7.15/ str. 140). Nawijanie bifilarne pozwala na osiągnięcie najmniejszych wartości pojemności C1, C2 porównując je z pojemnościami cewek przy innych sposobach nawijania, które zostały przedstawione w punkcie 6.1.2 rozprawy. Taki sposób nawijania pozwala na osiągnięcie najmniejszych wartości pojemności pasożytniczych, ale ze względów bezpieczeństwa drut nawojowy musi mieć grubszą izolację. Większa grubość izolacji umożliwia nawinięcie mniejszej liczby zwojów, co tym samym daje mniejszą indukcyjność L0, a to z kolei obniża tłumienie. Nawijanie bifilarne powoduje znaczne obniżenie indukcyjności rozproszenia Lr, co skutkuje zmniejszeniem się poziomu tłumienia dla składowej DM (rys. 6.3b), natomiast zwiększa poziom tłumienia dla składowej CM (rys. 6.3a). Na rys. 6.3 porównano charakterystyki tłumienności składowej CM i DM dla filtru z cewkami 1BMnZn33 nawiniętą bifilarnie i cewkami nawiniętymi dwuwarstwowo 2WMnZn33. Cewki nawinięte są na tym samym rdzeniu magnetycznym MnZn. W celu podniesienia poziomu tłumienia dla zaburzeń DM dołącza się dodatkowo łańcuchowo z filtrem dwie cewki niesprzężone nawinięte na rdzeniach proszkowych. Powoduje to zwiększenie poziomu tłumienia dla obydwóch składowych, natomiast zwiększa wymiary filtru i podnosi jego koszty. 10000 100000 1000000 10000000 Rys. 6.3. Tłumienność filtru z cewkami sprzężonymi 2WMnZn33 oraz 1BMnZn33: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM 28 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko W celu zmniejszenia wartości pojemności pasożytniczych i zachowania tych samych wymiarów należy nawijać cewki jednowarstwowo metodą TIGHTpak (TPCM 0.8-10). Na rys. 6.4 zostały porównane charakterystyki tłumienności filtru z cewkami TPCM 0.8-10 oraz 2WMnZn33. Cewki analizowanego filtru mają te same wymiary, tę samą liczbę zwojów i taką samą indukcyjność L0, ale różnią się sposobem nawijania. Tłumienność dla składowej CM filtru z cewkami TPCM jest większa, ponieważ cewki te mają mniejsze pojemności pasożytnicze C1 oraz C2, których wartość bezpośrednio wynika ze sposobu nawijania (por. rozprawa rozdz. 6.1.2/str 96). Tłumienność dla składowej zaburzeń DM filtru z cewkami TPCM 0.8-10 jest porównywalna z tłumiennością filtru z cewkami 2WMnZn33, jest to spowodowane małą różnicą w wartościach indukcyjności rozproszenia Lr. Poziom tłumienia także może być zwiększony przez zwiększenie pojemności CY (por. rozprawa: rys. 7.17/str 141), jednakże jego wartość jest ograniczana przez dopuszczalne wartości prądu upływu Iup. Dla filtrów zaprojektowanych na napięcie znamionowe 250 V maksymalna wartość pojemności wynosi CY=4,7 nF. Poziom tłumienia można zwiększyć poprzez dobór kondensatorów, które mają jak najmniejsze wartości indukcyjności pasożytnicze LY oraz rezystancje pasożytnicze RY. Z analizy prowadzonej w rozprawie (podrozdział 6.2/str. 110) wynika, że najmniejszą wartość indukcyjności pasożytniczej LY mają kondensatory ceramiczne (8 nH) natomiast mają większą wartość strat dielektrycznych (246 mΩ) niż kondensatory poliestrowe (165 mΩ), co skutkuje większą wartością rezystancji RY. 10000 100000 1000000 10000000 Rys. 6.4. Tłumienność dla filtru z cewkami sprzężonymi 2WMnZn33 oraz TPCM 0.8-10: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM Na rysunku 6.5 przedstawiono porównanie charakterystyk tłumienności filtru kondensatorów CY ceramicznych 30LV oraz kondensatorów CY - poliestrowych WYE 472M. Rys. 6.5. Tłumienność dla filtru z kondensatorami CY – ceramicznymi 30LV oraz poliestrowymi WYE472M: a) tłumienności dla zaburzeń CM, b) tłumienności dla zaburzeń DM 29 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Większe tłumienie dla składowej CM filtru z kondensatorami poliestrowymi WYE 472 wynika z większej wartości pojemności kondensatorów WYE 472M (por. rozprawa tabela 6.17/str. 122). Mniejsza wartość częstotliwości fCM dla filtru z kondensatorem WYE 472 wynika z większej wartości indukcyjności pasożytniczej LY.Wartość indukcyjności LY jest większa dla kondensatora WYE 472 niż dla kondensatora 30LV dlatego częstotliwości fDM2, fDM3, fDM4 zmniejszają się (rys. 6.5). Zmniejszenie pasożytniczej indukcyjności filtru można uzyskać przez zastosowanie kondensatora z trzema wyprowadzeniami. Przykładem mogą być kondensatory ceramiczne firmy VISHAY z trzema wyprowadzeniami [MF8]. Pojemność pasożytnicza takiego kondensatora ceramicznego wynosi LY= 6 nH, a z dwoma LY=8 nH. Na rysunku 6.6 zestawiono charakterystyki tłumienności filtru z kondensatorami ceramicznymi 30LV z dwoma doprowadzeniami oraz kondensatorem ceramicznym z trzema doprowadzeniami 30LV3N. Kondensatory 30LV3N mają tę samą pojemność, ale mniejszą indukcyjność pasożytniczą LY = 6 nH niż kondensatory 30LV (LY=8 nH) i są produkowane przez tego samego producenta VISHAY [MF8]. Rys. 6.6. Tłumienności dla filtru z ceramicznymi kondensatorami z dwoma wyprowadzeniami - 30LV oraz ceramicznymi kondensatorami z trzema wyprowadzeniami - 30LV3N: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM Tłumienności dla składowej DM można zwiększyć przez zastosowanie kondensatora CX o większej pojemności. Pojemności te nie są określone przez normy, jak to jest w przypadku kondensatorów CY. Aby to zilustrować na rysunku 6.7 zostały przedstawione charakterystyki tłumienności filtru z kondensatorami poliestrowymi: WXE 154 0,15 µF oraz ECQUL 0,47 µF firmy Panasonic. Rys. 6.7. Tłumienność dla filtru z kondensatorami WXE 154K oraz ECQUL: a) tłumienności dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM Wyznaczone wartości parametrów schematu zastępczego kondensatora WXE 154K wynoszą CX = 146 nF, LX=15,2 nH , RX=45,4 mΩ, natomiast parametry kondensatora ECQUL wynoszą CX = 30 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko 409 nF, LX=18, nH , RX=75 mΩ. Na tłumienność dla składowej CM parametry kondensatora nie mają wpływu (rys. 6.8a), natomiast dla składowej DM większa wartość tłumienia dla filtru z kondensatorem ECQUL oraz zmniejszenie wartości częstotliwości fDM1 wynika z większej pojemności CX (rys. 6.8b). Wpływ na poziom tłumienia dla składowej DM mają także indukcyjności pasożytnicze LX. Z przeprowadzonej analizy porównawczej parametrów pasożytniczych kondensatorów CX, która była prowadzona w rozdziale 6 wynika, że porównywane kondensatory mają zbliżone wartości indukcyjności pasożytniczych LX. Najmniejszą wartość LX mają kondensatory WXPC 154, a największą kondensatory PME 271M (por. rozprawa rozdz. 6.2/str. 110). Na rysunku 6.8 zostały porównane charakterystyki tłumienności filtrów z kondensatorem WXPC 154 oraz PME 271M. Mniejsza wartość indukcyjności LX kondensatora WXPC 154 powoduje nieznaczne zwiększenie tłumienności. 100 80 60 40 20 0 Rys.6.8. Tłumienności dla filtru z kondensatorami WXE 154K oraz PME 271M: a) charakterystyka tłumienności dla zaburzeń CM, b) charakterystyka tłumienności dla zaburzeń DM Dla zilustrowania możliwości zwiększenia tłumienności przy wykorzystaniu wszystkich elementów filtru skonstruowano filtr FN20SP, dobierając elementy tak, aby parametry każdego z nich były najlepsze. Filtr FN20SP składa się z kondensatorów CX ECQUL, kondensatów CY 30LV3N oraz cewek sprzężonych VF15. Na rysunku 6.9 zostały zamieszczone charakterystyki tłumienności filtru wzorcowego FN2020 oraz zaproponowanego filtru FN20SP. Większa wartość tłumienności filtru FN20SP dla składowej zaburzeń CM wynika z większej wartości indukcyjności L0 i rezystancji Rp oraz mniejszej wartości pasożytniczych pojemności C1 i C2. Tłumienność dla składowej zaburzeń DM jest większa dla filtru FN20SP, ponieważ wartość pojemności CX ECQUL jest większa. Ponadto cewki sprzężone filtru FN20SP mają większą wartość indukcyjności rozproszenia Lr. 10000 100000 1000000 10000000 Rys.6.9. Tłumienności dla filtru z kondensatorami WXE 154K oraz PME 271M: a) tłumienność dla zaburzeń CM, b) tłumienność dla zaburzeń DM 31 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko 7. Podsumowanie końcowe i wnioski Celem prowadzonych badań w rozprawie była dla przyjętych założeń, kompleksowa analiza wpływu konstrukcji filtrów zaburzeń przewodzonych na ich tłumienność, gdy źródłem zaburzeń jest przekształtnik energoelektroniczny. Badania skupione były na konstrukcji filtrów mających zastosowanie do tłumienia zaburzeń przewodzonych generowanych przez przekształtniki energoelektroniczne, przy czym przykładowym przekształtnikiem był jednofazowy przekształtnik PFC. Skuteczność filtru badano za pomocą tłumienności wtrąceniowej. W pracy została przeprowadzona dla przyjętych założeń kompleksowa analiza konstrukcji filtrów i ich wpływ na tłumienność wtrąceniową. W celu osiągnięcia pełnego obrazu możliwości redukcji zaburzeń została przeprowadzona również analiza wpływu konstrukcji przekształtnika na poziom generowanych zaburzeń. Przeprowadzono analizę wpływu konstrukcji filtrów na ich tłumienność, jak i rozpoznanie uregulowań normatywnych odnoszących się do problematyki zaburzeń elektromagnetycznych przewodzonych. Kompleksowość (dla przyjętych założeń), podkreślają badania eksperymentalne, a w szczególności zaprojektowanie i wykonanie jednofazowej sieci sztucznej V. Kompleksowość także oznacza przebadanie możliwości redukcji zaburzeń w samym przekształtniku energoelektronicznym. Temat został podjęty ze względu na zapotrzebowanie wynikające z dotychczasowych badań obejmujących przekształtniki względem, których filtry i redukcja zaburzeń przewodzonych stanowią obszar badawczy przyległy do energoelektroniki. Ze względu na coraz powszechniejsze stosowanie przekształtników energoelektronicznych temat jest aktualny i przyszłościowy. Nie wszystkie zagadnienia z obszaru filtrów przeciwzakłóceniowych i redukcji zaburzeń przewodzonych zostały dotychczas przebadane, a te już przebadane nie zostały opracowane w taki sposób, jak to zaproponowano w niniejszej rozprawie. Zastosowana metoda badań, chociaż charakterystyczna dla energoelektroniki, ma swoją specyfikę. Niezbędne było rozpoznanie stanu aktualnego tematu, wynikiem, którego było stwierdzenie, że nie wszystkie obszary filtrów i redukcji zaburzeń przewodzonych zostały w pełni opracowane. Metoda obejmowała rozeznanie uregulowań normatywnych dotyczących filtrów EMI i redukcji zaburzeń przewodzonych. Elementem metody było opracowanie modeli obwodowych filtrów i przykładowego przekształtnika energoelektronicznego PFC. Model został zweryfikowany eksperymentalnie i do tego niezbędne było stanowisko pomiarowe i aparatura pomiarowa. Przyjęto filtr FN2020 firmy Schaffner jako filtr odniesienia. Zastosowana metoda badań jest metodą efektywną. Zaproponowano metodę budowy schematu zastępczego/modelu filtru, który to schemat został zbudowany ze schematów zastępczych jego elementów. Schematy elementów obejmują parametry pasożytnicze. Schemat zastępczy jest modelem i odzwierciedla właściwości filtru. Parametry schematów zastępczych elementów identyfikowane były poprzez pomiary ich częstotliwościowych charakterystyk impedancji. Poprawność identyfikacji parametru schematu zastępczego zweryfikowano za pomocą programu ICAP4. Schemat zastępczy/model całego filtru badany był poprzez pomiar i analizę komputerową charakterystyk tłumienności. Model filtru został zbudowany w oparciu o macierze łańcuchowe czwórnika. Takie podejście do modelowania jest efektywne. Takie samo podejście zastosowano do przekształtnika PFC. Weryfikacja modelu teoretycznego (komputerowego) realizowana była poprzez pomiary. Do tego celu opracowano stanowisko do pomiaru zaburzeń przewodzonych zgodnie z normą CISPR 16-1. Opracowano również sieć sztuczną V zmodyfikowaną tak względem standardowych, że możliwy jest pomiar zaburzeń w dwóch fazach jednocześnie. Sieć sztuczna wraz z separatorami służyła do pomiaru zaburzeń przewodzonych, generowanych przez przekształtnik i zaburzeń zredukowanych przez filtr EMI. Taki pomiar pozwolił na przebadanie wpływu konstrukcji przekształtnika PFC na poziom generowanych zaburzeń osobno dla składowej wspólnej CM i osobno różnicowej DM. Taki sposób pomiaru jest niezbędny w badaniach wpływu konstrukcji na poziom generowanych zaburzeń CM i DM. W analizie wpływu konstrukcji filtrów zaburzeń przewodzonych na ich tłumienność, wzięto pod uwagę ich elementy, to jest cewki sprzężone, kondensatory. Analizę przeprowadzono schematami zastępczymi 32 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko obejmującymi parametry pasożytnicze. Najwięcej należało poświęcić uwagi cewkom sprzężonym. Wzięto pod uwagę wpływ sposobu nawijania drutu, jego izolację oraz rodzaj materiału magnetycznego. Wzięto pod uwagę uzwojenia dwusekcyjne jednowarstwowe i dwuwarstwowe, oraz bifilarne. Nawijanie bifilarne zapewnia najmniejszą wartość pojemności pasożytniczych C1, C2 a przy tym mniejszą wartość indukcyjności rozproszenia Lr. Mniejsze pojemności pasożytnicze powodują zwiększenie tłumienności dla zaburzeń wspólnych CM porównując z pojemnościami przy innych sposobach nawijania. Mała wartość indukcyjności Lr przy nawijaniu bifilarnym daje najmniejszy poziom tłumienia dla zaburzeń różnicowych DM. Cewki nawijane bifilarnie muszą być nawijane przewodem o grubszej izolacji ze względów bezpieczeństwa. Przy nawijaniu bifilarnym cewek na tej samej długości rdzenia magnetycznego można zmieścić mniejszą liczbę zwojów, co zmniejsza indukcyjność L0, a więc i tłumienność dla zaburzeń wspólnych CM. Cewki dwuwarstwowe mają największe pojemności C1, C2, co daje obniżoną tłumienność filtru dla zaburzeń CM. Cewki sprzężone jednowarstwowe TIGHTpak firmy Actown Electrocoil nawijane spłaszczanym drutem mają najmniejsze pojemności C1, C2 spośród cewek o uzwojeniach przestrzennie rozdzielonych przy zachowaniu takiej samej wartości indukcyjności L0. Dlatego są one tu najlepszym rozwiązaniem. W pracy przeprowadzono badania eksperymentalne dla każdego rodzaju nawijania. W analizie został uwzględniony wpływ właściwości zastosowanego materiału rdzenia magnetycznego. Przebadano rdzenie ferrytowe MnZn oraz nanokrystaliczne. Rdzenie nanokrystaliczne mają większą przenikalnością od rdzeni ferrytowych, dlatego indukcyjność cewek jest czterokrotnie większa niż przy rdzeniach ferrytowych Przy doborze rdzeni ważnym parametrem jest stałość przenikalności µ’s w funkcji częstotliwości. Cewki na rdzeniach nanaokrystalicznych o dużej przenikalności (VF45) mają mniejsze tłumienie dla wyższych częstotliwości, niż cewki na rdzeniach ferrytowych. Mniejsza tłumienność wynika z mniejszej przenikalności µ’s w funkcji częstotliwości (rys. 4.11). W pracy zostały poddane analizie kondensatory ceramiczne, metalizowane kondensatory poliestrowe, polipropylenowe oraz papierowe ze względu na ich właściwości. Z analizy właściwości kondensatorów wynika, że najmniejsze indukcyjności pasożytnicze mają kondensatory ceramiczne. Wartości indukcyjności pasożytniczych kondensatorów metalizowanych są zbliżone. Największą wartość rezystancji mają kondensatory ceramiczne, natomiast spośród kondensatorów metalizowanych największą wartością rezystancji pasożytniczej charakteryzują się kondensatory papierowe. Kondensatory metalizowane mają właściwości samoregeneracji, co jest ich zaletą. Natomiast w porównaniu do kondensatorów ceramicznych mają większe rozmiary oraz mają wyższą cenę. Kolejnym analizowanym zagadnieniem w pracy był opis modelu filtru przeciwzakłóceniowego za pomocą macierzy łańcuchowej czwórnika. Zaproponowany model uwzględnia parametry główne elementów wchodzących w skład filtru oraz ich parametry pasożytnicze. Na postawie wyznaczonych schematów zastępczych elementów filtru zaproponowanego modelu wykreślono charakterystyki tłumienności dla składowej różnicowej DM i wspólnej CM. Wyznaczone charakterystyki zostały zweryfikowane eksperymentalnie. Ponieważ charakterystyki wykreślone na podstawie zaproponowanego modelu filtru są zgodne z wynikami eksperymentalnymi została przeprowadzona analiza wpływu poszczególnych parametrów na tłumienność wtrąceniową filtru. Na tłumienność wtrąceniową filtru dla składowej wspólnej CM ma wpływ indukcyjność L0, pojemności pasożytnicze C1, C2, rezystancja Rp reprezentująca straty w rdzeniu cewek sprzężonych oraz parametry kondensatorów CY (pojemność, indukcyjność pasożytnicza oraz rezystancja). Na wartość tłumienności wtrąceniowej filtru dla składowej CM ma wpływ wartość indukcyjności cewek sprzężonych, która zależy od wymiarów, przenikalności magnetycznej, liczby zwojów. Przy konstrukcji filtrów dąży się do uzyskania, jak najmniejszych wymiarów przy uzyskaniu jak największej wartości indukcyjności oraz jak najmniejszych wartości pojemności pasożytniczych. Wartość indukcyjności można zwiększyć, a tym samym wartość tłumienności dla zaburzeń CM poprzez zastosowanie rdzeni nanokrystalicznych. Zwiększenie tłumienności dla zaburzeń CM można także uzyskać przez zmniejszenie pojemności pasożytniczych C1, C2. W tym celu należy nawijać cewki jednowarstwowo. 33 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko Właściwości kondensatorów również mają wpływ na poziom tłumienności wtrąceniowej zaburzeń wspólnej CM. Wraz ze wzrostem wartości pojemności CY wartość tłumienności wzrasta. Jednakże wartości pojemności kondensatorów CY są ściśle określone ze względu na dopuszczalny prąd upływu Iup. Zwiększenie tłumienność dla zaburzeń CM można uzyskać przez stosowanie kondensatorów o jak najmniejszych wartościach indukcyjności pasożytniczych. Wartości indukcyjności pasożytniczych zależą od rodzaju zastosowanego kondensatora, najmniejsze wartości indukcyjności pasożytniczej mają kondensatory ceramiczne. Na tłumienność filtru dla zaburzeń DM mają wpływ indukcyjności Lr oraz pojemności CX i CY. Większa indukcyjność pasożytnicza kondensatorów prowadzi do niższego tłumienia zaburzeń DM. Tłumienie można zwiększyć poprzez zwiększanie pojemności CX. Zaproponowany model filtru opisanego za pomocą równań macierzy łańcuchowej czwórnika pozwala na oszacowanie charakterystyk tłumienności wtrąceniowej na podstawie schematów zastępczych elementów filtru i może być narzędziem pomocnym przy projektowaniu i analizie wpływu parametrów na tłumienność wtrąceniową. Przeprowadzona w pracy analiza konstrukcji przekształtnika wykazała, że do ograniczenia zaburzeń należy stosować dławiki o jak najmniejszych pojemnościach pasożytniczych. Tranzystor powinien być odizolowany od uziemionego radiatora tak, aby pojemność pomiędzy radiatorem a drenem była jak najmniejsza, a przy tym rezystancja cieplna również jak najmniejsza. Redukcję zaburzeń można uzyskać poprzez dobranie odpowiedniej metody sterowania. Z przeprowadzonej analizy wynika, że najmniejszy poziom generowanych zaburzeń generują przekształtniki sprzężone. Taki sposób sterowania pozwala na zastosowanie filtrów o mniejszych wartościach tłumienia, a więc o mniejszych wymiarach, niższej cenie. Na podstawie przeprowadzonych analiz wynika, że redukcję zaburzeń można przeprowadzić na etapie projektowania przekształtników, lub przez stosowanie filtrów przeciwzakłóceniowych. W ramach prowadzonej pracy doktorskiej zostały zrealizowane następujące zadania badawcze oraz naukowe: ─ Zbudowanie stanowiska laboratoryjnego do pomiaru zaburzeń przewodzonych zgodnie z normą CISPR 16-1. ─ Zbudowanie oraz analiza konstrukcyjna sieci sztucznej z dwoma wyjściami pomiarowymi do pomiaru, osobno, składowej różnicowej DM oraz wspólnej CM. ─ Zaprojektowanie, skonstruowanie i uruchomienie dwóch przekształtników PFC (350 W). ─ Przeprowadzenie analizy pomiarowej wpływu elementów przekształtnika PFC na poziom generowanych zaburzeń przewodzonych. ─ Uwzględnienie zmian przenikalności rdzenia magnetycznego w metodzie wyznaczania schematu zastępczego cewek sprzężonych. ─ Przeprowadzenie analizy sposobu nawijania cewek na wartości pojemności pasożytniczych oraz wpływ zastosowanego rdzenia na właściwości cewek sprzężonych. ─ Porównanie właściwości kondensatorów do konstrukcji filtrów przeciwzakłóceniowych. ─ Opis filtru przeciwzakłóceniowego za pomocą parametrów macierzy łańcuchowej czwórnika. Zaproponowany model uwzględnia parametry pasożytnicze elementów filtru. ─ Weryfikacja zaproponowanego modelu filtru oraz przeprowadzenie analizy wpływu parametrów filtru w tym parametrów pasożytniczych na tłumienność wtrąceniową filtru. Dalsze badania prowadzone mogą obejmować: ─ Filtry dwustopniowe i trójfazowe. ─ Wpływ temperatury na tłumienności filtrów. ─ Analizę uzasadniającą w jaki sposób mają być zredukowane zaburzenia: tylko w przekształtniku, tylko w filtrze czy też w filtrze i przekształtniku. 34 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko 8.LITERATURA PUBLIKACJE [A1] Agilent Technology: Agilent Solutions for Measuring permittivity and Permeability with LCR Meters and Impedance Analyzers, Application Note 1369-1, 2008. [A2] Aka gi H., Ha s e ga wa H., Do u mo to T .: Design and performance of passive EMI filter for use with a voltage-source PWM inverter having sinusoidal output voltage and zero common-mode voltage. IEEE Transactions on Power Electronics, vol.19, No 4, July 2004, pp.1069 - 1076. [B1] B ar anec ki A., N i e wi ad o ms k i M., P ł at e k T .: Odbiorniki nieliniowe – problemy i zagrożenia, Wiadomości Elektrotechniczne, nr 2, 2004, s. 24-26. [B2] B eck F ., Kl a mp fer W .L .: Measurements of conducted voltage in the low-frequency range from 2 kHz to 30 MHz for high-current industrial applications with regeneration drives, 17th International Zurich Symposium on Electromagnetic Compatibility, EMC-Zurich, 2006. [B3] B eltr a me, F., Ro g g i a, L., d a Ro sa Ab a id e A ., S c h uc h, L ., P i n h eir o , J .R. : EMI investigation yield by single-phase PFC pre-regulators, 35th Annual Conference of IEEE, Industrial Electronics, IECON, 2009. [B4] B eltr a me F ., Ro g g i a, L, P i n he ir o J . R. : Comparative analysis of electromagnetic interference produced by high power single-phase power factor correction pre-regulators, Power Electronics Conference, COBEP '09, 2009. [B5] B ar to li, M., Re at ti, A., Ka zi mi er cz u k M. K.: High-frequency models of ferrite core inductors, Industrial Electronics, Control and Instrumentation Conference IECON '94, 1994. [G1] Gr zesi k B ., P as ko S. J eż R: On the influence of EMC-coil design on its broadband impedance characteristic, Electronics 2007, vol. 11, nr 1/2, pp. 89-93, 2007. [G2] Go t fr yd M. : Analiza teoretyczna jednofazowych układów do korekcji współczynnika mocy, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów 2003. [G3] Go tfr yd M. : Aktywne korektory współczynnika mocy, Elektronik, wrzesień 1999. [G4] Gr a nd i G., K azi mi er cz u k M. K., Ma ss ar i n i A. , R e g gia n i U. : Stray capacitances of single-layer solenoid air-core inductors, Industry Applications, IEEE Transactions on, Volume: 35 , Issue: 5 pp.1162 – 1168, 1999. [H1] Hua n g R., Z ha n g D .: Using a Single Toroidal sample to Determine the Intrinsic Complex permeability and Permittivity of Mn-Zn Ferrites, IEEE Transactions on Magnetics Vol.43, No.10, 2007. [H2] Har t ma n M. Wielopoziomowe falowniki napięcia, Fundacja Rozwoju Akademii Morskiej, Gdynia 2006. [K1] Ku ma r M ., Ag ar wa l V .: Power line filter design for conducted electromagnetic interference using timedomain measurements, Electromagnetic Compatibility, IEEE Transactions on Volume: 48 , Issue: 1, pp. 178 – 186. 2006. [K2] Kazi mi er cz u k M.K . , Sa nc i ne to G. , Gr a nd i G., Re g g ia ni , U., Ma s sar i ni A.: High-frequency small-signal model of ferrite core inductors, Magnetics, IEEE Transactions on, Volume: 35, Issue: 5 , Part: 3 pp: 4185 – 4191, 1999. [L1] L i yu Y ., B i n g L., W ei D., Z h i g uo L. , M i n g X., L ee, F. C. , Od e n d aal, W .G. : Modeling and characterization of a 1 KW CCM PFC converter for conducted EMI prediction, Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC '04, 2004. [L2] L u, B . Do n g, W ., W an g S., L ee F. C .: High frequency investigation of single-switch CCM power factor correction converter, Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2004. APEC '04, 2004. [L3] Liyu Y.: Modeling and characterization of a PFC converter in the medium and high frequency ranges for predicting the conducted EMI, Master of Science In Electrical Engineering, Virginia Polytechnic Institute and State University, 2006 [M1] Mo ha n N. U nd el a n d M. T , Ro b b i n s W .P . : Power Electronics: Converters, Applications, and Design John Wiley&Sons, 2003. [M2] Min g C h., X ud o n g S., L ip e i H. : A method to model the conducted EMI propagation path for PFC Power Electronics and Motion Control Conference, 2009. IPEMC '09. IEEE. [M3] Mai nal i K., Or u ga n ti R.: Simple Analytical Models to Predict Conducted EMI Noise in a Power Electronic Converter, Industrial Electronics Society, IECON 2007, 2007. 35 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko [M4] Mas sar i ni A. Kaz i mie r cz u k M. K. : Self-Capacitance of Inductors, IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 12, No. 4, July 1997. [M7] Mazurek P.A., Wac-Włodarczyk A.: Wpływ przenikalności magnetycznej rdzeni dławików przeciwzakłóceniowych na tłumienność wtrąceniową, Przegląd Elektrotechniczny, ISSN 0033-2097, 9, 2007. [N1] Naitoh T. Bitohand Y. others.: Applications of nanocrystaline Soft Magnetic Fe-M-B Alloys, NanoStructured Materials, Vol. 8, No. 8, 1997. [P1] P asko S .: Procedura nadawania oznaczenia CE na przykładzie kondycjonera mocy, JUEE, tom 10, zeszyt 1/2, 2004, s. 97-102. [P2] P asko S. , Gr z es i k B ., J eż R.: Wpływ konstrukcji cewek na charakterystyki sieci sztucznej (LISN), Zeszyty Naukowe Politechniki Śląskiej, seria Elektryka, z. 204, Gliwice 2007, s. 131-143. [P3] Pasko S., Beck F., Grzesik B.: Property comparisons of TIGHTpak toroidal and double layer common choke, Przegląd Elektrotechniczny nr 2/2010, s. 9-13. [P4] P asko S., Gr ze s i k B ., B ec k F.: Attenuation of nanocrystalline and ferrite common mode chokes for EMI filters, 15th International Symposium POWER ELECTRONICS Ee2009, 28th-30th October 2009, Novi Sad, Serbia. [ P 5 ] P as ko S., B ec k F. , Gr ze s i k B .: Parameters calculation of coupled coils equivalent circuit of EMI filter, Przegląd Elektrotechniczny nr 8/2009. [Q1] Qin g J i, Xi nb o R u a n, Mi n g X u, Fe i Ya n g: Effect of duty cycle on common mode conducted noise of DCDC converters, Energy Conversion Congress and Exposition, ECCE 2009, 2009. [R1] Ro s set to L., B u so S., Sp ia zzi G.: Conducted EMI issues in a boost PFC design, Telecommunications Energy Conference INTELEC, 1998. [R2] Rid le y R .: High Frequency Power Transformer Measurement and Modeling, Power Systems Design Europe No.01/02, 2007. [S1] Sh uo W . L ee F. C. O d end aal , W . G.: Improving the performance of boost PFC EM, filters, Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2003. APEC '03, pp.368 – 374, 2003. [S2] Sh uo W . , Le e F .C ., Od e nd a al W . G.: Single layer iron powder core inductor model and its effect on boost PFC EMI noise, Power Electronics Specialist Conference, 2003. PESC '03, 2003. [S3] Su n J .: Input impedance analysis of single-phase PFC converters, IEEE Transactions on Power Electronics Volume: 20, 2005. [ S4 ] S k ub i s T :. Optimal Multifilar Winding Connections for Inductive Voltage Dividers, IEEE Transactions On Instrumentation And Measurement, Vol. 47, No. 1, February 1998 [S5] Seitz M., Ro eb er M .: Squeeze more performance out of toroidal inductors, Power Electronics Technology Magazine, 302–33, August 2005. [S6] Shenhui J., Quanxing. J: An alternative method to determine the initial permeability of ferrite core using network analyzer, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Volume: 47, Issue: 3, pp. 651 – 657, 2005. [T1] Tortai J.H., Denat A., Bonifaci N.: Self-healing of capacitors with metallized film technology: experimental observations and theoretical model, Journal of Electrostatics 53 pp.159–169, 2001. [W1] W u Xi n, P o n g M. H. , L u Z. Y., Q ia n Z .M. : Novel boost PFC with low common mode EMI: modeling and design, Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2000. [W2] W est R.: Common Mode Inductors for EMI Filters Require Careful Attention to Core Material Selection, PCIM magazine, July 1995. [W3] W eb er S., Sc h i n k el M., Ho e ne E ., G ut t o ws k i S., J o h n W ., Re ic hl H .: Radio Frequency Characteristics of High Power Common-Mode Chokes, 16th International Zurich Symposium on Electromagnetic Compatibility EMC Zürich, 2005. [X1] Xiao fe n g W ., De ho n g X., Y a nj u n Z., Y i C ., Y as u h ir o O., K az ua k i M. : Integrated EMI Filter Design with Flexible PCB Structure, IEEE Power Electronics Society, PESC08, Rhodes, Greece, June 15-19. 2008, CD proceeding, pp. 1613-1617, 2008. [Y1] Yu Q ., Ho l me s T . W .: A Study on Stray Capacitance Modeling of Inductors by Using the Finite Element Method, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, vol. 43, No. 1, 02, 2001. NORMY [PN] [PN1] Dyrektywa Niskonapięciowa LV 2006/95/WE [PN2] Dyrektywa Kompatybilności Elektromagnetycznej 2004/108/EEC [PN3] Dyrektywa Maszynowa 98/37/EEC 36 Autoreferat rozprawy doktorskiej – Szymon Pasko [PN4] PN-CISPR16-1:1997/A1 2000: Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Wymagania dotyczące urządzeń i metod pomiarów zaburzeń radioelektrycznych i odporności na zaburzenia radioelektryczne – Urządzenia do pomiarów zaburzeń radioelektrycznych i odporności na zaburzenia radioelektryczne. [PN5] PN-EN 55022:2006: Urządzenia informatyczne – Charakterystyki zaburzeń radioelektrycznych - Poziomy dopuszczalne i metody pomiaru. [PN6] PN-EN 6100-3-2:1999: Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Dopuszczalne poziomy emisji harmonicznych prądu (fazowy prąd zasilający odbiornika mniejszy lub równy 16 A). [PN7] PN-EN 60335-1:2004 Elektryczny sprzęt do użytku domowego i podobnego - Bezpieczeństwo użytkowania Część 1: Wymagania ogólne. [PN8] PN-EN 60950-1:2007 Urządzenia techniki informatycznej - Bezpieczeństwo - Część 1: Podstawowe wymagania. [PN9] PN-EN 60601-1-1:2002 Medyczne urządzenia elektryczne - Część 1-1: Ogólne wymagania bezpieczeństwa Norma uzupełniająca - Wymagania bezpieczeństwa medycznych systemów elektrycznych. [PN10] PN-EN 60950-1:2004 Urządzenia techniki informatycznej - Bezpieczeństwo - Część 1: Podstawowe wymagania. STRONY INTERNETOWE [@S] [@S1] Artykuł dotyczący wzrostu produkcji elementów półprzewodnikowych, nline.org/cs/papers_publications/press_release_detail?pressrelease.id=1765 [@S2] Strona internetowa firmy Schaffner, www.schaffner.com [@S3] http://www.actown.com/ [@S4] http://www.croma.com.pl/ [@S5] http://www.vacuumschmelze.de/ [@S6] http://www.ti.com http://www.sia- MATERIAŁY FIRMOWE [MF] [MF1] ON Semiconductor: Power Factor Correction Handbook, 2004 www.onsemi.com/pub_link/Collateral/HBD853-D.PDF [MF2] Karta katalogowa układu scalonego MC 33262 [MF3] Karta katalogowa układu scalonego NCP 1653 [MF4] Nota katalogowa układu scalonego UCC28060, Texas Instruments, www.ti.com [MF5] Schaffner Ltd.: Product overview: Single phase EMI filters, http://www.schaffner.com/mediapool/files/mediaPool86.pdf [MF6] Schaffner Ltd.: Product overview: Three-phase and Neutral Line EMI filters, http://www.schaffner.com/mediapool/files/mediaPool58.pdf [MF7] Rifa: Capacitors for RFI Suppression Of The AC Line Basic Fact,.1997 http://www.pikpower.com/new%20site/evoxrifa_b/pdfs_b/tech_notes/rfi_fact.pdf [MF8] Vishay: General info of ceramic DC Disc, RFI and Safety www.vishay.com [MF9] VAC: Nanocrystaline Vitroperm EMC components, http://alt.vacuumschmelze.de KSIĄŻKI I MONOGRAFIE [K] [KK1] Kazi mi er c z u k M .K .: High-Frequency Magnetic Components, John Wiley & Sons, Ltd. 2009. [KM1] Man i kta la S.: Power switching supplies A to Z , Elsevier, ISBN-13-9978-0-7506-7970-1, 2006. [KM2] Mar d i g uia n M. : EMI Troubleshooting Techniques, MCGraw-Hill, 2000. [KN1] Nowak M., Barlik R.: Poradnik inżyniera energoelektronika, Wydawnictwo Naukowo Techniczne. Warszawa, 1998. [KO1] Oze nb a u g h L. R.: EMI filter Design, Headquarters, 2001. [KO2] Ott H.W .: Electromagnetic compatibility Engineering, John Wiley & Sons, 2009. [KT1] Tihanyi L.: Electromagnetic compatibility in Power Electronics, Butterworth-Heinemann, 2004. [KW2] W illia ms T .: EMC for product Designers, Newnes, 2001. 37
