AUE1 (1)

1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w
obszarze liniowym
obowiązuje w przedziale napięć:
U_GS>U_T i 0<U_DS<U_GS-U_T
2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora
MOSFET wyznacza się przy:
składowej stałej napięcia UDS = UGS - UT
UDS = const, UBS = const
3. Częstotliwość graniczną fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:
galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla składowej zmiennej
składowej zmiennej napięcia uds = 0
4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji
OE:
przecinają się z osią U_CE w początku układu współrzędnych IC=f(UCE)
wyznacza się przy prądzie bazy IB = const
ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE
przecinają się z osią U_CE w punkcie U_AN, gdzie U_AN - napięcie Early’ego
5. Dla małosygnałowego modelu tranzystora bipolarnego:
zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym
zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem
Kondunktancja wejściowa
∂ IC
wyjściowa
g ce=
∂ U CE
gb ' e=
∂ IB
∂ U BE
jest dużo większa niż kondunktancja
6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora
bipolarnego zachodzą relacje:
fβ < f α < f T
fβ > f T > fα
7. Napięcia kolektor- emiter UCEQ w spoczynkowych punktach pracy w układach zasilania tranzystorów bipolarnych z
dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i rezystorem RC w obwodzie kolektora (rys. a) oraz z dwójnikiem RECE w obwodznie
emitera i transformatorem w obwodzie kolektora (rys.b), przy UCC=12V w obu układach, spoczynkowym prądzie kolektora
ICQ=1mA i obu układach, RE=1kΩ o obu układach oraz RC=5kΩ w układzie (a) (transformator obciąąony jest po stronie wtórnej
rezystancją RL, pominąć rezystancje uzwojeń, przekładnia transformatora wynosi p=(z1/z2)
układ a); UCEQ= 6 V układ b); UCEQ= 11 V
Rozwiązanie za pomocą zalezności z prawa kKirchoffa, można także przedstawić za pomocą statycznej prostej ptacy w
polu charakterystyk wyjściowych:
a)
b)
8. Proste (Rys.1 ) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na
tranzystorach bipolarnych. Minimalne napięcia wyjściowe w tych
lustrach w przybliżeniu wynoszą:
Rys.1); UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V
Rys.2); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V
9.Proste (Rys.3) i kaskodowe (Rys.4) lustro prądowe typu „high swing”
na tranzystorach PMOS: minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w
przybliżeniu wynoszą (napięcie progowe VTp = - 0,6 V):
Rys. 3); UOmin = VT ≈ - 0,6 V
Rys. 3); UOmin = VT ≈ 0,6 V
. 4); UOmin = -2 VT ≈ - 1,2 V
. 4); UOmin = VT ≈ 0,6 V
10. Które z poniŜszych relacji
podanych w tabelce są prawdziwe?
11.We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy
oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach
OE (rys.5) lub OS (rys.6) prawdziwe są zależności:
wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza.
rezystancja obciążenia RL nie ma wpływu na rezystancję wejściową wzmacniaczy
12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ ,
rbe = 4 kΩ , rce → ∞, rezystancje dzielnika R1 i R2 są na tyle duże,
że obciążający wpływ tego dzielnika można pominąć, Rg = 4 kΩ,
współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.
U CC
a)
R1
Rg
R1
RC
C2
U1
R2
RE
kus = − 65
kus= – 75
C2
U2
CE
U2
U1
RL
Eg
Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi:
RD
C1
Rg
C1
T
Eg
U DD
b)
R2
RS
CS
Korzystamy z następujących zależności, które wyprowadzamy z małosygnałowego modelu układu:
Skuteczne wzmocnienie napięciowe:
Wzmocnienie napięciowe:
Rezystancja wejściowa (G_B to równoległe połączenie rezystorów R1 R2):
13. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym w postaci
tranzystora PMOS w połączeniu diodowym. Transkonduktancje
tranzystorów są równe:gmn = 0,2 mS dla NMOS, gmp = 0,1 mS
dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005mS.
Rezystancja obciążenia RL= 1 MΩ i można przyjąć: RL → ∞.
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:
ku ≈− 2; rout ≈50 kΩ
ku ≈− 2; rout ≈100 kΩ
Wzmocnienie napięciowe:
Rezystancja wyjściowa:
14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem
stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym.
Transkonduktancje tranzystorów są równe:gmn = 0,1 mS dla NMOS, gmp
= 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp =
0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL= ∞.
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:
ku ≈− 10; rout ≈100 kΩ
15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS.
Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe: gmn = 0,15
mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje
wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciąąenia RL=
∞.
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:
ku ≈− 30; rout ≈100 kΩ
Ponownie, korzystając z zalezności małosygnałowego modelu:
Wzmocnienie napięciowe:
Rezystancja wyjściowa
16. Para różnicowa na tranzystorach bipolarnych. Prądy polaryzacji
baz tranzystorów IB
wymusza:
stałoprądowe napięcia sterujące U1, U2
źródło prądowe I, które rozpływa się na (IB1+ IC1) + (IB2+IC2), pod warunkiem, że sygnały sterujące
U1, U2 są źródłami napięciowymi lub są zwarte do masy
17.Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego
na tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: gm1,2 = 0,2
mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4 = 0,003 mA/V, układ zostanie
obciążony rezystancją RL = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów
różnicowych UG1 = Ur ; UG2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą
kur ≈ 24,01 ; Ro ≈ 120,48 kΩ
kur ≈ 40 ; Ro ≈ 200 kΩ
Z modelu małosygnałowego:
18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego
na tranzystorach pnp.
Jak wzmacniacz ten przenosi na wyjście sygnały różnicowe, a jak
sygnały sumacyjne?
Różnicowe napięcie na wyjściu
niesymetrycznym Uo ma taką samą
wartość jak napięcie różnocowe na
wyjściu symetrycznym w układzie z
obciążeniem symetrycznym (np. w
postaci dwóch identycznych rezystorów
RC). Składowa sumacyjna na wyjściu
niesymetrycznym jest prawie całkowicie
wyeliminowana, gdyż składowe
sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają
przeciwne znaki.
19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego
na tranzystorach PMOS. Wyznaczyć wzmocnienie dla sygnałów
różnicowych i rezystancję wyjściową, gdy:gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2
= 0,002 mA/V ; gds3,4 = 0,003 mA/V
20. Wyznaczyć 3dB częstotliwość graniczną nieodwracającego
wzmacniacza operacyjnego ze sprzężeniem prądowym,
zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o
częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki =
4,1 w którym zastosowano: R1 = 10 k, R2 = 50 k.
21. Niesymetryczny wtórnik emiterowy w klasie A polaryzowany
źródłem prądowym na tranzystorze npn w obwodzie emitera
(rysunek poniżej). Prawdziwe są zależności:
Wzmocnienie napięciowe jest równe:
22. Niesymetryczny wtórnik źródłowy w klasie A polaryzowany
źródłem prądowym na tranzystorze NMOS w obwodzie źródła
(rysunek poniżej). Z podanych informacji jest prawdziwe są?
Wzmocnienie napięciowe jest równe:
Rezystancja wyjściowa jest równa:
23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A :
Napięcie ui może być dołączone poprzez
kondensator sprzęgający.
Przy ui = 0, uO = 0 V
Diody D1 i D2 zapewniają odpowiednią polaryzację
Tranzystorów T1 i T2.
Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie
sygnału sterującego pracuje jako źródło
emisyjne a tranzystor T2 przy ujemnym
półokresie sygnału sterującego pracuje
jako źródło absorpcyjne.
24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz
zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja
toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia,
parametry wzmacniacza będą wynosiły:
kuf = 10, fgf = 1,5 MHz;
kuf = 50, fgf = 2 MHz;
25. Dla charakterystyk częstotliwościowych układu
wzmacniacza w oparciu o kryterium Bodego, warunek
stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk
częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli
. W tym celu sprawdza, czy dla pulsacji
:
26. Ujemne sprzężenie zwrotne prądowe – równoległe we
wzmacniaczu dwustopniowym:
a) Zwiększa rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.
b) Zwiększa rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
c) Zmniejsza rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.
d) Zmniejsza rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
e) Nie ma wpływu na rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
Przy ujemnym sprzężeniu zwrotnym:
Szeregowe – impedancja wejściowa rośnie Zinf = Zin ( 1 + kußu)
Równoległe – impedancja wejściowa maleje Yinf = Yin ( 1 + kiußiu)
USZ napięciowe:
Zof =
- impedancja maleje
USZ prądowe:
Yof =
- admitancja maleje
27. Ujemne sprzężenie zwrotne napięciowe – szeregowe we
wzmacniaczu dwustopniowym:
a).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia)
podaje się przez rezystor na emiter lub źródło tranzystora pierwszego
stopnia, które dołączone są do masy poprzez niezerowe rezystancje lub
impedancje.
b).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez
rezystor na bazę lub bramkę tranzystora pierwszego stopnia.
c). Zmniejsza rezystancję wejściową wzmacniacza.
d). Nie daje się zrealizować, ponieważ wzmacniacz dwustopniowy nie odwraca fazy
sygnału wejściowego.
e). Zwiększa rezystancję wyjściową.
RC1
Zg
U o1
T1
Eg
U2 f
RC 2
U1 f
Rf
Re1
T2
ZL
28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych
wzmacniaczy operacyjnych (rysunek poniżej). Prawdziwe są
informacje:
a). Metoda kompensacji charakterystyk częstotliwościowych, nazywana kompensacją
biegunem dominującym, jest jednakowo skuteczna dla wzmacniaczy operacyjnych w
technologii bipolarnej jak i w technologii CMOS.
b). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji
wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej
pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób
kompensacji charakterystyki częstotliwościowej nazywany jest autokompensacją.
c). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji
wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej
pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób
kompensacji charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza nazywany jest
kompensacją biegunem dominującym.
28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych
wzmacniaczy operacyjnych (rysunek poniżej). Prawdziwe są
informacje:
d). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna
możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) ograniczona jest
wydajnością źródła prądowego zasilającego stopień wejściowy wzmacniacza.
e). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna
możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) nie zależy od
pojemności kompensującej.
29. Wzmacniacze: odwracający i nieodwracający, zrealizowane
na wzmacniaczach operacyjnych:
Przy R1 = 10 k_; R2 = 100 k_; wzmocnienia układów wynoszą:
układ odwracający; układ nieodwracający:
a). kuf = −10 kuf = 10
b). kuf = − 10 kuf = 11
c). kuf = −11 kuf = 10
d). kuf = 10 kuf = 11
e). kuf = 11 kuf = −10
dla odwracającego wzmacniacza mamy wzmocnienie równe - R2/R1 = - 10
dla nieodwracającego, (1 + R2/R1) = 11.
30. W integratorze zrealizowanymi na rzeczywistym
wzmacniaczu operacyjnym (z kompensacją biegunem
dominującym), ωg = 500 sec(-1) ; ωT = 500 ・105sec(-1) ; R1 =
10 k_; C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie:
a) ω { 1 ・10−8sec(−1) ÷ 500 ・105sec(−1)}
b). ω { 1 ・10−9sec(−1) ÷ 500 ・105sec(−1)}
c). ω { 0,5 ・10−9sec(−1) ÷ 500 ・105sec(−1)}
d). ω { 1 ・10−8sec(−1) ÷ 500 ・10 −1sec(−1)}
e). ω { 1 ・10−9sec(−1) ÷ 500 ・106sec(−1)}
1
i 
R1C
p1 
i
k0
- częstotliwość integratora.
, p 2   k 0 g  T
31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:
dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowoprzepustowej, środkowo-zaporowej
32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu
rezonansowego jest równa f0 =10 MHz, zaś
jego dobroć Q0 = 20. Moduł impedancji Z tego obwodu
rezonansowego maleje o 3 dB
względem wartości f0 przy częstotliwościach:
Lub
:
f3db =
33. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi
obwodami rezonansowymi charakteryzuje się wyjątkowo dużą
dobrocią, zawierającą się w zakresie od kilkudziesięciu tysięcy
do kilku milionów. Jest to wynikiem:
a). dużej wartości stosunku r k/C , przy stosunkowo małej indukcyjności k L .
b). dużej wartości stosunku C k/ L , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
c). dużej wartości stosunku L k/ C , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
d). małej wartości stosunku L k/ C , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
e). małej wartości stosunku L k/ C , przy stosunkowo duŜej rezystancji strat rk .
Wartości elementów układu zastępczego w zależności od wykonania rezonatora mogą się zmieniać w
bardzo szerokich przedziałach w przypadku indukcyjności Lk od ok. 0,1H do 200H, pojemności
Ck od kilku setnych do kilku dziesiątek pF, rezystancji strat do setek omów.
34. Na rysunku przedstawiono model zastępczy środkowego
stopnia rezonansowego wzmacniacza LC z tranzystorami
MOSFET: Przyjmując: gm = 0,5 mA/V; G0 = 0,006
mA/V; G11 = 0,01 mA/V; gds = 0,004 mA/V ; L = 10 μH ; C22 =
0,5 pF, C11 = 1 pF., moduł wzmocnienia w rezonansie wynosi:
a). ku0 = − 25
b). ku0 = 50
c). ku0 = − 50
d). ku0 = 30
e). ku0 = 25
-pulsacja rezonansowa :
-dobroć obciążonego układu rezonansowego:
-moduł wzmocnienia w rezonansie:
35. W układach w. cz. niesymetryczne wzmacniacze róŜnicowe
OC-OB , w porównaniu ze wzmacniaczami kaskodowymi,
charakteryzują się:
a). W kaskodzie nie występuje efekt Millera, natomiast w układzie OC-OB występuje
efekt Millera.
b). Układ OC-OB. charakteryzuje się dużo lepszymi właściwościami
częstotliwościowymi w porównaniu z właściwościami szerokopasmowymi kaskody.
c). W układzie OC-OB, a także w kaskodzie, nie występuje efekt Millera.
d). Temperaturowe zmiany napięć U BE tranzystorów w układzie OB-OC są takie same
jak w kaskodzie.
e). Wzmocnienie układu OB-OC jest dużo większe niż kaskody.
•
•
•
Transkonduktancja wzmacniacza różnicowego przy wyjściu niesymetrycznym jest o połowę
mniejsza od transkonduktancji kaskody.
Układ wzmacniacza różnicowego w porównaniu z kaskodą ma tą zaletę, że temperaturowe zmiany
napięć UBE tranzystorów kompensuja się.
Dodatkowo - wpływ efektu Millera może zostać zmniejszony poprzez zastosowanie kaskody lub
kaskadowego wzmacniacza.
36. W monolitycznym układzie stabilizatora kompensacyjnego,
np. uA723, UIN = 12 V, UREF = 6 V. Aby uzyskać stabilizowane
napięcie wyjściowe UOUT = 3,0 V, należy dobrać dzielniki
rezystancyjne RA – RB (dzielnik próbkujący napięcie wyjściowe)
oraz RC – RD (dzielnik próbkujący napięcie referencyjne):
Dla Uout < Uref :
RA = 5 k , RB = ∞ , RC = 10 k , RD = 10 k
Uout > Uref:
37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia: UIN = 10 V,
UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax =
0,5 A. W tym celu rezystancja R5 powinna być równa:
38. W układzie z redukcją prądu zwarcia: UIN = 10 V, UOUT = 5
V, UBEP = 0,7 V, R5 = 1,0, R6 = 3 k , R7 = 7 k. Prąd zwarcia IZW
w tym układzie wynosi:
Gdy klucz jest zamknięty
Dobrze.
U0 = 2* Uin*α / p , gdzie p to przekładnia
Ukmax = 2* Uin = 2* 320 = 640 [V]
Dobrze,
Przy mniejszych częstotliwościach stosuje się tranzystory bipolarne.
Przy dużych mocach stosuje się tranzystory IGBT.
•
•
•
•
Źródło ub reprezentuje szumy termiczne rezystancji rbb’
Szumy cieplne wytwarzane są przez fizyczne rezystancje rozproszone obszarów bazy, emitera i
kolektora.
Nieregularne przechodzenie nośników przez obszar ładunku przestrzennego złącza kolektorowego
daje szum śrutowy.
W złączu baza-emiter powstaje szum 1/f oraz szum wybuchowy co wiąże się głównie ze zjawiskami
powierzchniowymi i ze zjawiskami rekombinacji w objętości bazy.
Dobrze
Szumy cieplne w tranzystorach MOSFET są związane z konduktancją przewodzącego
kanału.
Szumy 1/f są zdeterminowane głównie przez zjawiska powierzchniowe.
Tranzystory MOSFET mają lepsze właściwości szumowe w zakresie w.cz. niż
tranzystory JFET.
Tranzystory MOSFET mają wyższy poziom szumów w zakresie niskich częstotliwości
niż JFET.
W9
Sprawność energetyczna wzmacniacza klasy A jest zależna od kwadratyu współczynnika
wysterowania a sprawność energetyczna wzmacniacza klasy AB jest zależna liniowo od
współczynnika wysterowania
Źle
Jeśli ui=0 to przewodzi tranzystor T1 i napięcie na wyjściu uo=Ucc
Dioda D zapewnia polaryzację tranzystora T1
Dioda D2 pracuje jako element przełączający i zapewnia właściwą tracę tranzystorów T1 i T2, nie
dopuszczając do ich jednoczesnego przewodzenia.
Gdy prąd ma taki kierunek jak zastrzałkowany, to płynie on przez D2 i T2, wtedy T1 nie przewodzi.
Gdy prąd ma odwrotny kierunek to D2 nie przewodzi zabezpieczając przed równoczesnym
przewodzeniem T1 i T2.
Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło emisyjne a
tranzystor T2 przy ujemnym półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło absorpcyjne.
Jednym ze sposobów zwiększania sprawności energetycznej wzmacniacza klasy D jest
wprowadzenie czasów martwych w przebiegach PWM napięć sterujących
tranzystorami stopnia końcowego.