4.szerokopasmowy wzmacniacz tranzystorowy

4.SZEROKOPASMOWY WZMACNIACZ TRANZYSTOROWY
4.1. SCHEMAT WZMACNIACZA.
Jako szerokopasmowy tranzystorowy wzmacniacz mocy (szerokopasmowy tzn. jego pasmo
częstotliwości jest większe niż oktawa) wykorzystuje się najczęściej tranzystor pracujący w
układzie WE i w klasie B lub C. Jest to spowodowane koniecznością otrzymania wysokiej
sprawności i dużej mocy wyjściowej. Analiza układu przy pracy tranzystora z odcięciem
prądu kolektora jest bardzo złożona. Jednakże doświadczenie projektowania wzmacniaczy
pokazuje, ze z dostateczna dla inżyniera dokładnością można obliczyć wzmacniacz licząc
prądy i napięcia pierwszej harmonicznej i składowej stałej. Uproszczony schemat
wzmacniacza pokazano na rys. 4.1.
Układ korekcyjnowyrównawczy obwodu
bazowego
U
we
Transformator
wejściowy
Transformator
wyjściowy
Układ korekcyjnowyrównawczy obwodu
bazowego
Filtr
pasmowy
RL
Rys. 4.1
Zadaniem transformatora wejściowego jest przekształcenie niesymetrycznego sygnału
wejściowego na symetryczny sygnał sterujący tranzystory. Obwód bazowy jest obwodem
korekcyjnym zapewniającym stałą impedancję wejściową w założonym paśmie oraz
równomierność wzmocnienia w całym paśmie. Transformator wyjściowy dokonuje zamiany
sygnału symetrycznego na niesymetryczny i tłumi parzyste harmoniczne. Filtr pasmowy nie
przepuszcza sygnałów niepożądanych spoza pasma roboczego(np. harmoniczne)do
obciążenia.
Pełny schemat wzmacniacza pokazano na rysunku 4.2.
Rys. 4.2
4.2. WYBÓR TRANZYSTORA.
Do pracy w układzie wybieramy tranzystor mocy w.cz., np z serii BL xxx. Kierujemy się
przy tym następującymi wskazówkami:
 moc strat tranzystora większa od połowy mocy wyjściowej
 odpowiednio duży prąd
 odpowiednio duża częstotliwość graniczna
Przy wyborze należy korzystać z katalogów np. "Town's international" lub innych. Powinien
być to też tranzystor przeznaczony do pracy w tym paśmie.
4.3. OBLICZENIE STANU ENERGETYCZNEGO.
Rozpatrzymy poniższy układ wyjściowy wzmacniacza(na rys. nie uwzględniono obwodu
zasilania prądem stałym). Środek transformatora T jest uziemiony (i jednocześnie emitery
tranzystorów). Obciążenie jest włączone pomiędzy kolektory tranzystorów mocy. W
niektórych modyfikacjach układu obciążenie może być włączone równolegle do jednego z
uzwojeń lub w uzwojeniu dodatkowym transformatora. Do analizy przyjmujemy, że
transformator T jest idealny.
T
Rys. 4.3
2
RL
Na rysunku 4.4 pokazano wykresy prądów i napięć w obwodzie kolektorowym oraz
charakterystykę dynamiczną tranzystora. Impuls prądu kolektorowego jest fragmentem
cosinusoidy o wartości max. icm.Dla uproszczenia dalszych rozważań przyjmiemy kąt
odcięcia prądu kolektora ###=90###. Wskutek wpływu drugiego tranzystora pary na
kolektorach tranzystorów przy takim kącie odcięcia otrzymujemy napięcie cosinusoidalne.
ic
ic
icm
t
ec

0

0
u cesat
Ec
0
ecm
ec
t
Rys. 4.4
Z wykresu mogą być otrzymane następujące zależności między parametrami wzmacniacza:
ecm  ucesat
2
ecm  ucesat
U c  Ec  ucesat 
2
ecm  Ec  Uc
i
ucesat  cm
Sgr
Ec  U c  ucesat 
ecm
ucesat
Uc
Ic1  1 *icm
Ic0   0 *icm
1
P1  * Ic1 *Uc
2
P0  Ic0 * Ec
Pc  P0  P1
P
 1
P0
U
Rc  c
Ic1
-max. chwilowa wartość napięcia między kolektorem a emiterem
- napięcie nasycenia
-amplituda napięcia zmiennego na kolektorze
3
Ec
Sgr
-napięcie zasilania kolektora
-nachylenie charakterystyki tranzystora dla stanu granicznego dla w.cz.
icm , Ic1 , Ic0 -amplitudy pierwszej harmonicznej i składowej stałej prądu kolektora
 1 ,  0 -współczynniki Berga dla danego kąta ###
-moc pierwszej harmonicznej oddawana przez jeden tranzystor do obciążenia
P1
(całkowita moc wy jest równa 2* P1 )
P0 -moc zasilania pobierana przez tranzystor
Pc -moc tracona w kolektorze
 -współczynnik sprawności obwodu kolektorowego
Rc -impedancja obciążenia dla pierwszej harmonicznej jednego tranzystora (całkowita
impedancja wyjściowa jest równa 2* Rc )
ALGORYTM OBLICZEŃ
1.Rzeczywista wartość mocy traconej na kolektorze.
Wartość mocy traconej w kolektorze można przyjąć podaną w katalogu pod warunkiem, że
temperatura obudowy tranzystora nie przekroczy podanej wartości. Przy wyższych
temperaturach wartość mocy, która może być wytracona w kolektorze można wyznaczyć z
zależności:
Tj  Ta
Ptot T  Ptot *
Tj  25 
gdzie:
Ptot T -moc możliwa do rozproszenia na kolektorze w podwyższonej temperaturze
Ptot -katalogowa moc rozpraszana na kolektorze w danej temperaturze (w podanym
wyżej wzorze przyjęto ją równą 25°C)
-max. temperatura złącza
Tj
Ta
-temperatura obudowy (przyjęta)
2.Obliczenie rzeczywistej mocy wy tranzystorów.
W rzeczywistości nie cała energia z tranzystorów jest przekazywana do obciążenia.
W skutek niedopasowań impedancyjnych dochodzi do odbić energii. Poza tym układ ma
pewną sprawność. Sprawność przekazywania energii do obciążenia wynosi zwykle
  0 . 9 . Moc wydzielaną na obu tranzystorach liczymy ze wzorów:
Pwy
Ptr 
2
 * 1- S

S 

1  WFB
1  WFB
gdzie:
-rzeczywista moc wydzielona w dwóch tranzystorach
-zadana moc wyjściowa

-sprawność przekazywania energii do obciążenia
WFB
-współczynnik fali bieżącej
S
-moduł współczynnika odbicia
Moc pierwszej harmonicznej wydzielana na jednym tranzystorze przyjmujemy:
Ptr
Pwy
4
P1 
Ptr
2
3.Wybór klasy pracy wzmacniacza
Kąt odcięcia we wzmacniaczu jest bliski 90°. Na podstawie wybranego kąta znajdujemy
współczynniki Berga. Mamy np. dla kątów:
  90    0  0 . 318
1  0 . 5
  80    0  0 . 286
  70    0  0 . 253
1  0 . 472
1  0 . 436
4.Przyjmujemy wartość napięcia zasilania Ec poniżej połowy max. dopuszczalnego
napięcia.
5.Przyjmujemy amplitudę napięcia pierwszej harmonicznej na kolektorze:
Uc  Ec  ucesat
gdzie
ucesat - napięcie nasycenia
6.Obliczenie amplitudy pierwszej harmonicznej prądu kolektora
2 * P1
Ic1 
Uc
7.Obliczamy wartość impulsu prądu kolektorowego
I
icm  c 1
0
8.Obliczamy składową stalą prądu kolektora
I c 0   0 * icm
Uwaga! W przypadku, gdy I c 0 otrzymamy większe niż wartość dopuszczalna podana w
katalogu to należy albo zwiększyć napięcie na kolektorze (jeśli jest to jeszcze możliwe) albo
wybrać inny tranzystor.
9.Obliczenie mocy zasilania
P0  I c 0 * Ec
10.Obliczenie mocy traconej na kolektorze
Pc  P0  P1
W przypadku, jeśli Pc  Ptot T postępujemy analogicznie jak w punkcie 8.
11.Sprawność
P1
P0
12.Oporność obciążenia tranzystora dla pierwszej harmonicznej
Uc
Ro 1 
Ic 1
13.Sumaryczna oporność wyjściowa wzmacniacza
Ro  2* Ro1
 
14.Obliczenie dławika rozdzielającego i kondensatora rozdzielającego.
5
Ld  20 *
Ro1
Cr  20 *
1
 1 * Ro1
1
4.4. OBLICZENIE OBWODU BAZOWEGO.
Obwód bazowy kształtuje charakterystykę częstotliwościową wzmacniacza. Zapewnia on
stałe wzmocnienie w roboczym paśmie częstotliwości. Taka korekcja jest niezbędna, gdyż
wzmocnienie tranzystora silnie zależy od częstotliwości. Dla małych częstotliwości jest ono
znacznie większe niż dla średnich i wysokich. Obwód zapewnia też stałą impedancję
wejściową układu.
C kor
Ld
rT
Rb
Lb
R kor
B
Rd
LT
Ce
Cb
E
Rys. 4.5
ALGORYTM OBLICZEŃ
1.Rezystancja wejściowa Ri tranzystora na częstotliwościach powyżej#########
1
Ri 
 T * Ck
Ck - pojemność wyjściowa tranzystora (między bazą i kolektorem)

2.Rezystancja wejściowa sprowadzona Ri

Ri   i * Ri
1
i 
gdzie
- współczynnik sprowadzenia impedancji wejściowej
 1 * 1  cos 
3.Współczynnik obciążenia A
1
A 
Ro 1

Ri
4.Składowe rezystancyjna rT i indukcyjna LT impedancji wejściowej tranzystora
rT  rb   T * Le * A
LT  Lb  Le  LM
gdzie
1 
6
rb Lb Le LM -
rezystancja rozproszenia obszaru bazy
indukcyjność bazy
indukcyjność emitera
indukcyjność montażowa obwodu wejściowego wzmacniacza. W
zależności od wypełnienia obwodu wejściowego LM waha się od 20 do 60
###80 nH
5.Dobroć QT obwodu wejściowego na górnej częstotliwości roboczej
 2 * LT
QT =
rT
Jeśli otrzymamy dobroć powyżej 1, to w szereg z bazą tranzystora należy włączyć
dodatkowy rezystor Rd
Rd   2 * LT  rT
i w dalszych obliczeniach przyjąć:
Lwe  LT
rwe  rT  Rd
Drugi sposób osiągnięcia jednostkowej dobroci obwodu wejściowego sprowadza się do
zmniejszenia wartości indukcyjności LM kosztem lepszej konstrukcji obwodu wejściowego.
Jeśli w ten sposób nie udaje się zmniejszyć indukcyjności to zwiększenie składowej
rezystancyjnej impedancji wejściowej jest jedynym sposobem obniżenia dobroci.
Jeśli okaże się , że QT <1 to należy indukcyjność obwodu wejściowego zwiększyć o Ld
zgodnie z zależnością :
r
Ld  T  LT
i w dalszych obliczeniach przyjąć:
rwe  rT
2
Lwe  LT  Ld .
6.Uśredniona wartość nachylenia charakterystyki przejściowej:
2 * I c0
I
Sp 
 c0
T
0. 013
gdzie:
 T =0.026 V potencjał termiczny w temperaturze T=300K
7.Uśredniona wartość pojemności dyfuzyjnej Ce złącza emiterowego
Sp
Ce 

T
8.Pierwsza harmoniczna prądu źródła w obwodzie zastępczym tranzystora (pierwsza
harmoniczna prądu kolektora przy krótkotrwałym zwarciu obciążenia)
I
I g1  c1
A
9.Amplituda napięcia emiterowego
I g1
Ue 
S p * 1
10.Ekwiwalentna pojemność C we obwodu wejściowego tranzystora
1
1
C we 
 2
2 * rwe  2 * L we
11.Pojemność kondensatora korekcyjnego C kor
7
C kor 
Ce *C we
Ce  C we
12.Jeśli dolna częstotliwość robocza wzmacniacza 1 jest mniejsza od częstotliwości

granicznej    T to równolegle z kondensatorem korekcyjnym C kor należy włączyć
0
rezystor R kor
1
R kor 
A *  gr *C kor
Ponieważ rozrzut parametrów ###o jest znaczny należy przemyśleć możliwość regulacji
Rkor . Zakres zmian rezystancji w zależności od 0 wynika z powyższej zależności.
13.Elementy obwodu równoważenia obciążenia
R b   i * rwe
Lb 
Rb
2
1
2 * Rb
Przy dużych wartościach mocy wyjściowej i wysokich częstotliwościach roboczych może
okazać się, że obliczona wartość indukcyjności L b jest porównywalna z indukcyjnością
doprowadzeń kondensatora C b . W tym wypadku obwód można uprościć i nie montować
kondensatora C b .
Cb 
14.Impedancja wejściowa jednego członu wzmacniacza przeciwsobnego.
R we   i * rwe
15.Amplituda napięcia na wejściu obwodu korekcyjnego jednego członu wzmacniacza
2 * 2
U we 
* I c1 * rwe
A * T
16.Moc wejściowa jednego członu wzmacniacza
2
U we
Pwe 
2* R we
17.Współczynnik wzmocnienia mocy kaskady
Kp 
P1
Pwe
18.Kondensatory rozdzielające C rb
Są one włączone w szereg z rezystorem R kor .Ich rola polega na separacji prądu zasilania od
obwodu wejściowego. Wartość kondensatora liczy się z warunku:
2...10
Crb 
 1 * Rkor
4.5. OBLICZENIE TRANSFORMATORÓW.
8
Aby uzyskać dużą moc na wyjściu wzmacniacza impedancja obciążenia powinna być mała.
Przy niskich wartościach impedancji wykorzystanie w obwodach wyjściowych zwykłych
transformatorów szerokopasmowych jest wykluczone, gdyż przy typowej wartości
indukcyjności rozproszenia rzędu 0.02###H stanowi ona na częstotliwości 30 MHz reaktancję
rzędu 4###. Jeśli dodatkowo uwzględnimy indukcyjność doprowadzeń (tranzystory nie mogą
być położone zbyt blisko siebie, aby zapewnić możliwie dobre odprowadzanie ciepła), to
wartości impedancji pasożytniczych przekroczą wartość impedancji obciążenia.
Rozwiązaniem tego problemu jest zastosowanie transformatorów typu "linia długa"
(transformatory kablowe), przedstawiających sobą odcinek linii transmisyjnej
(dwuprzewodowej lub koncentrycznej) nawiniętej na rdzeń ferrytowy. Konieczność
nawinięcia linii transmisyjnej na rdzeniu ferrytowym jest spowodowana dążeniem do
zmniejszenia składowych synfazowych prądu w linii. Dla zmniejszenia tego prądu należy
zmniejszyć wartość impedancji kabla (oplotu) nawinąwszy go na rdzeniu ferrytowym. Te
napięcia i prądy nazywają się podłużnymi, a impedancja linii - impedancją podłużną
(indukcyjnością podłużną). Rdzeń ferrytowy wpływa mało (w przypadku kabla
koncentrycznego w ogóle) na proces rozprzestrzeniania się fali podstawowej w linii.
Schemat zastępczy obwodu wyjściowego wzmacniacza szerokopasmowego wykorzystującego jako transformator odcinek linii transmisyjnej o impedancji falowej ### i długości
elektrycznej  został pokazany na rys. 4.6
RL
I2
z2

z1
I1
Rys. 4.6
Tranzystory zostały przedstawione jako generatory prądowe o wydajnościach I1 i I2 i o
impedancjach wewnętrznych z1 i z2. Podstawową funkcją linii transmisyjnej w tym układzie
jest zapewnienie symetrii napięcia o częstotliwości podstawowej na kolektorach tranzystorów
i zwieranie parzystych harmonicznych prądów kolektorowych do masy (impedancja linii dla
tych harmonicznych jest odpowiednio mała).
Długość elektryczną linii przyjmuje się na   25 ###.Wtedy dla parzystych
harmonicznych, gdy linię traktujemy jako zwartą na końcu stanowi ona indukcyjność, zaś dla
nieparzystych harmonicznych (linia rozwarta na końcu) jako pojemność.
Długość rzeczywistą linii można policzyć ze wzoru:
l2 *

360
Transformator w obwodzie wyjściowym jest zrealizowany na odcinkach linii w1, w2 i w3.
Linia w1 zapewnia bocznikowanie parzystych harmonicznych prądów kolektorowych i
symetrię obu członów układu. Odcinki linii w2 i w3 służą do dołączenia obciążenia do
kolektorów tranzystorów.
Impedancje falowe linii w2 i w3 dla zapewnienia fali bieżącej powinno się wybrać z
warunku:
w2=w3= Rc
Impedancja falowa w1 może być w zasadzie wybrana dowolnie. Przy zmniejszaniu w1
polepsza się filtracja parzystych harmonicznych prądu kolektora, ale za to zwiększa się
bocznikujące działanie linii dla pierwszej harmonicznej na górnych częstotliwościach.
9
Praktycznie dobrze jest wybrać w1=w2=w3. Wszystkie trzy linie w transformatorze
wyjściowym powinny być nawinięte na rdzeniach ferrytowych. Aby zminimalizować wymiary
transformatora wyjściowego pożądane jest nawinięcie wszystkich trzech transformatorów na
wspólnym rdzeniu. Przy tym ilości zwojów tworzących każdy z transformatorów winny być
takie same. Początki linii zaznaczono na rys. kropkami.
W obwodzie wejściowym wzmacniacza jest włączony obwód korekcyjno - dopasowujący.
Znajduje się tam także transformator zapewniający przeciwfazowe wysterowanie
tranzystorów oraz ich szeregowe połączenie na wejściu. Impedancja falowa linii powinna być
równa impedancji wejściowej tranzystora R we z uwzględnieniem obwodu korekcyjnodopasowującego. Jeśli linie są dostatecznie dobrze dopasowane do impedancji we tranzystora
R we to nie wnoszą one dodatkowych zniekształceń na górnych częstotiwościach pasma
roboczego. Obie linie nawija się na jednym rdzeniu ferrytowym. Podłużne indukcyjności linii
bocznikują wejście linii niższej (na rysunku), wskutek czego na niższych częstotliwościach
pasma obserwujemy pojawienie się asymetrii wysterowania tranzystorów. Prowadzi to do
przeciążenia górnego (na rys.) tranzystora i pogorszenia liniowości wzmacniacza. Aby usunąć
ten efekt między wejście wzmacniacza a punkt dołączenia linii w4 i w5 włącza się cewkę
indukcyjną nawiniętą na wspólnym rdzeniu razem z liniami i mającą taką samą jak one liczbę
zwojów. Nawija się ją tak, aby jej zwoje znajdowały się między zwojami którejś z linii.
5.BIBLIOGRAFIA
1. Wykłady z przedmiotów: Układy radioelektroniczne i Urządzenia telekomunikacyjne.
2. Mitrofanow A., Polewoj W., Sołowiew A. - Urządzenia radionadawcze, LETI, 1983.
10