zastosowania elektromagnetyzmu w nowoczesnych

XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU
Współorganizatorzy:
POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY
WOJSKOWY INSTYTUT HIGIENY I EPIDEMIOLOGII
POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH
ZASTOSOWANIA
ELEKTROMAGNETYZMU
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH
I INFORMATYCE
SANDOMIERZ, 9-12 września 2012
Patronat:
Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej – Magdalena Gaj
Polski Komitet Narodowy Międzynarodowej Unii Nauk Radiowych
Warszawa 2012
1
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Sympozjum zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego
© Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu
Warszawa 2012
ISBN 83-88131-99-0
POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU
2
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
XXII SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE
ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE
SANDOMIERZ, 9-12 września 2012
Komitet naukowy
Przewodniczący
Antoni Cieśla
Członkowie
Barbara Atamaniuk
Liliana Byczkowska-Lipińska
Katarzyna Ciosk
Romuald Kotowski
Andrzej Krawczyk
Roman Kubacki
Jerzy Paweł Nowacki
Anna Pławiak-Mowna
Andrzej Rusek
Wanda Stankiewicz-Szymczak
Mitsuhiko Toho
Andrzej Wac-Włodarczyk
Komitet organizacyjny
Ryszard Jedliński – przewodniczący
Ewa Bednarek
Agnieszka Byliniak
Dorota Szymczak
3
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
PROGRAM XXII SYMPOZJUM PTZE
Sandomierz 2012
PROGRAMME OF 22nd SYMPOSIUM PSAE
Sandomierz 2012
NIEDZIELA / SUNDAY (09.09.2012)
16:00 – Rejestracja uczestników / Registration
19:00 – Kolacja / Dinner
PONIEDZIAŁEK / MONDAY (10.09.2012)
OTWARCIE/OPENING SESSION
9:00 – 9:15
SESJA I
9:15 – 11:15
ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE I / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF I
(Chairman: Wanda Stankiewicz, Aleksander Sieroń )
1. Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz,
Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA
MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO
I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW
Z CUKRZYCĄ TYPU 2 I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM
2. Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII
IMPEDANCYJNEJ
3. Piotr Gas TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE
HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES
4. Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka,
Ricardo Vardasca, Piotr Murawski ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ
DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH
SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH
5. Eugeniusz Kurgan INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE
DISTRIBUTION IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA
6. Łopucki Maciej, Bijak Piotr, Grafka Agnieszka OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW
NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU POLA
ELEKTROMAGNETYCZNEGO O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ
4
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
7. Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra, Andrzej
Bartosiński A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR
DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER
8. Przemysław Syrek, Antoni Cieśla OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA
JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII
11:15 – 11:45 – Przerwa na kawę / Coffee break
zebranie założycielskie Komitetu SEP „Zastosowania Pola Elektromagnetycznego w Medycynie”,
S E S J A II
11:45 – 13:30
MATERIA I FALE / MATTERS AND WAVES
PROFESOR CZESŁAW RYMARZ – IN MEMORIAM
(Chairman: Romuald Kotowski, Liliana Byczkowska-Lipińska)
1. Lech Solarz PIERWSZE NUMERYCZNE ROZWIĄZANIE PROBLEMU
LASEROWEGO NAGRZEWANIA PLAZMY. ROLA CZESŁAWA RYMARZA
2. Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW
METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY
3. Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek WŁASNOŚCI
WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA NIEREGULARNYCH
ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH
4. Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM
WITH IONOSPHERIC LAYER F2
5. Barbara Grochowicz, Witold Kosiński CONSEQUENCES OF STATIONARY ACTION
PRINCIPLE FOR LONG LINE EQUATIONS
6. Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA
W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ ELECTRO-ELASTIC FIELDS
IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE
7. Eugeniusz Kurgan FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES
IN DC DIELECTROPHORESIS
13:30 – Obiad / Lunch
S E S J A III
14:30 – 16:30
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU / ELECTROMAGNETIC FIELD IN
ENVIRONMENT
(Chairman: Bojan Stumberger, Andrzej Rusek )
1. Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW
O ZNACZENIU STRATEGICZNYM ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ
2. Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA
JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH
5
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
3. Paweł Bieńkowski STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ
JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU
4. Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss, Wanda Stankiewicz BALL LIGHTNING
IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION
5. Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny, Rafał
Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM
ELEKTROMAGNETYCZNYM
6. Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz SYSTEM
ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ
7. Peter Virtič Regional energy supply based on sustainable energy concepts and renewable
energy sources – MANERGY
8. Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek, MONITORING WIDMA
RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH (demonstracja pomiarów
polowych)
16:30 – 18:30
– Wycieczka po Sandomierzu / Walking tour of Sandomierz
19:30 – Kolacja grillowa / Barbecue dinner
WTOREK / TUESDAY (11.09.2012)
S E S J A IV
9:00 – 11:00
ELEKTROMAGNETYZM OBLICZENIOWY / COMPUTATIONAL ELECTROMAGNETISM
(Chairman: Lidija Petkovska, Andrzej Wac-Włodarczyk)
1. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA
ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW
PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM
2. Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski, PERFORMANCE
OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES
3. Grzegorz Dudek APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ
4. Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki O PEWNYCH
PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW NUMERYCZNEGO
MODELOWANIA POLE ELEKTROMAGNETYCZNEGO
5. Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki MODEL
NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU
WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM
6. Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION
METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH
UNSTRUCTURED MESHES
6
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
7. Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ
FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH
ELEKTROMAGNETYZMU
8. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń , Konrad Wojciechowski
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW
DNA OKA
SESJA V
11:30 – 13:30
ELEKTROMAGNETYZM W ELEKTROTECHNICE / ELECTROMAGNETISM IN ELECTRICAL
ENGINEERING
(Chairman: Ivo Dolezel, Roman Kubacki)
1.
Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger IMPACT OF STATOR
AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION MOTOR
CHARACTERISTICS
2.
Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski, INFLUENCE OF THE STATOR YORKE DESIGN
ON TORQUE CHARACTERISTICS FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS
MOTOR
3.
Danuta Pliś WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI
WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO
4.
Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk MODELOWANIE SYMULACYJNOKOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI
Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO Z TRANSMISJĄ RUCHU
PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI
5.
Bojan Štumberger, Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimovic DESIGN
OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR
WINDINGS AND ANYSOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS
6.
Peter Virtič ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR
AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES
7.
Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE
NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ W
NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI
8.
Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov A COMPARISON OF INDUCTION
MOTOR’S DIAGNOSTIC METHODS BASED ON SPECTRA ANALYSIS OF
CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS
13:30 – Obiad / Lunch
S E S J A VI
14:30 – 17:00
POSTER SESSION
(Chairman: Miralem Hadžiselimović, Anna Pławiak-Mowna, Katarzyna Ciosk)
1.
Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako DYFRAKCJA FALI
ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM
7
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
2.
Marinko Barukčić, Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović ESTIMATION
OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY STRATEGIES
3.
Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ
ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ
4.
Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak MODULOWANE POLE
ELEKTROMAGNETYCZNE – OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH
5.
Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek WYKORZYSTANIE STRATEGII
EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY
6.
Lech Borowik, Paweł Czaja OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW
SZTUCZNYCH
7.
Lech Borowik, Paweł Ptak DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU
CZUJNIKA INDUKCYJNEGO NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI
WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH
8.
Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA
MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH
OBRAZOWYCH
9.
Anca Ciobanu, Elena Helerea THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR
ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR
10. Katarzyna Ciosk POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA
11. Andriy Czaban, Marek Lis A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE
ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES
12. Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis, THE APPROACH BASED
ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL MODELING
OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER
13. Paweł Drzymała, Henryk Welfle POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA
UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO
14. Paweł Drzymała, Henryk Welfle METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ
MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH
PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI
15. Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW
BIOMEDYCZNYCH W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI
16. Janusz Flasza, Adrian Barasiński WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH
NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH
W WARUNKACH POŻARU NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO
17. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU
KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU
DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH
RDZENIA
18. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI
NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE
INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA FERRYTOWEGO
19. Sławomir Gryś PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM
WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU
NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI
EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY
8
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
20. Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR:
PARAMETERS IDENTIFICATION
21. Paweł Jabłoński BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD
22. Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI
OSÓB NA PODSTAWIE CHODU
23. Marcin Kaczmarek WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW
NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ
STOPU NiTi
24. Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak ZASTOSOWANIE EIS
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH MODYFIKOWANEGO
POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI
25. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz POLE
ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO – METODYKI
POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ
26. Gergely Kovacs, Miklos Kuczmann FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP
OF C PROGRAMMING LANGUAGE
27. Joanna Kozieł PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH
OGRANICZNIKÓW PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z
MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ
TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE
28. Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata UWARUNKOWANIA
FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW
ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM
29. Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipinska BADANIA
MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE
MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA
NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ
30. Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU
NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO
TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO
31. Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk RETROSPECTIVE METHOD
IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY OF THERAPEUTICAL
SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD – NEW DIRECTIONS
32. Marek Lis CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS
MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL
33. Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC FIELD
DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC
BREAST MODELS
34. Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski WŁÓKNA AMORFICZNE:
TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI
35. Andrzej Popenda UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH
KLATKI WIRNIKA W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA
INDUKCYJNEGO
9
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
36. Tomasz Prauzner ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH
SYSTEMACH ALARMOWYCH
37. Andrzej Rusek MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU
NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO
38. Andrzej Rusek MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW
DO ANALIZY STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH
UKŁADÓW NAPĘDOWYCH
39. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz ANALIZA
NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU
DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO
40. Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec WYBRANE
ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH
PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY
41. Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek BADANIA
TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH NA UTLENIANYM
ANODOWO STOPIE TI6AL4V
42. Krzysztof Szewczyk PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO
W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW
SKOŃCZONYCH
43. Zygmunt Szymański NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI
I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ,
TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH
44. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE
KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY
45. Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel CONTACT PROBLEM OF DISK
ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT
46. Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin, Konrad
Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła, Grzegorz
Masłowski OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH
SPAWARKI INWERTOROWEJ
47. Witold Walke, Joanna Przondziono ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI
FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW STOSOWANYCH NA PROWADNIKI
KARDIOLOGICZNE
48. Agnieszka Wantuch KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW.
PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI
49. Bogusław Wisz ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA
POJEMNOŚCI W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU
HYBRYDOWEGO
50. Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka THE SYSTEM OF IDENTIFICATION
OF EMERGENCY CONDITIONS IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX
51. Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec DETERMINATION OF POWER
INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS WITH A PHASE-WOUND
ROTOR THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS
10
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
18:00 – sesja specjalna / special session
ENOLOGIA W PRAKTYCE (PREZENTACJA TECHNICZNA I DEGUSTACJA WINA /
ENOLOGY IN PRACTICE (TECHNICAL PRESENTATION & WINE TESTING)
19:30 – Obiad konferencyjny / Conference dinner
ŚRODA / WEDNESDAY (12.09.2012)
S E S J A VII
9:00 – 11:00
ELEKTROMAGNETYZM W MATERIAŁACH / ELECTROMAGNETISM IN MATERIALS
(Chairman: Barbara Atamaniuk, Mykhaylo Zagirnyak)
1. Lech Borowik, Adam Jakubas WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO
PRZY POMIARACH REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK
ANTYELEKTROSTATYCZNYCH
2. Łukasz Chomątek ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION
OF THE ROAD NETWORK TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS
3. Antoni Cieśla MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING FREE HELIUM
SUPERCONDUCTING MAGNET
4. František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel HIGHER-ORDER MODELING
OF ELECTROSTATIC SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES
5. Zygmunt J. Grabarczyk SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL –
ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL
METER
6. Sławomir Gryś WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE
PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO
PRZEZ OBIEKT BADANY
7. Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska SYMULACJA PROCESU
UTRATY NADPRZEWODNICTWA W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA
METAL-NADPRZEWODNIK
8. Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA
NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO
10:30 – 11:00 – Przerwa na kawę / Coffee break
S E S J A VIII
11:30 – 13:30
ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE II / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF II
(Chairman: Peter Virtič, Antoni Cieśla)
1. Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY
(SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT
11
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
2. Tomasz Długosz, Agnieszka Klink WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ – STUDIA LITERATUROWE
3. Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk WIRELESS BODY SENSOR NETWORK
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS
4. Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański,
Konrad Wojciechowski SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA
NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU
5. Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister,
Aleksander Sieroń WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL
ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO
U SZCZURÓW
6. Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA
TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ
ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ
7. Joanna Wyszkowska PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ
NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY
13:30 – Zakończenie konferencji / Closing Cremony
13:45 – Obiad / Lunch
12
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
SPIS REFERATÓW
1.
Wprowadzenie ................................................................................................................................... 21
2.
Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako
ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW
PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM ................................................ 23
3.
Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako
DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM .............. 25
4.
Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov
INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM WITH IONOSPHERIC LAYER F2 .................... 26
5.
Marinko Barukčić , Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović
ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY
STRATEGIES ................................................................................................................................... 27
6.
Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk
POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW O ZNACZENIU STRATEGICZNYM
ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ ........................................................................................................... 29
7.
Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski
ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH ......................... 33
8.
Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec
MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA
ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH
TELEFONII KOMÓRKOWEJ ......................................................................................................... 36
9.
Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak
MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE – OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI
POMIAROWYCH ............................................................................................................................ 38
10. Paweł Bieńkowski
STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY
TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU ................................................................................................... 41
11. Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski
ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ.
ELECTRO-ELASTIC FIELDS IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE ............................ 43
12. Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY
(SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT ................................................................. 46
13. Lech Borowik, Paweł Ptak
DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU CZUJNIKA INDUKCYJNEGO
NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI WIELOWARSTWOWYCH
POWŁOK OCHRONNYCH ............................................................................................................. 48
14. Lech Borowik, Paweł Czaja
OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH .................................................. 50
15. Lech Borowik, Adam Jakubas
WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH REZYSTANCJI
POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH ....................................... 53
16. Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak
WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA
POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH ........................................................................ 55
13
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
17. Łukasz Chomątek
ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION OF THE ROAD NETWORK
TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS ..................................................................................... 56
18. Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski
PERFORMANCE OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES ...................................... 58
19. Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek
WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI
PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY ...................................................................................... 60
20. Antoni Cieśla
MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING
FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET ....................................................................... 63
21. Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz, Leszek Jagodziński,
Aleksander Sieroń
WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY
ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO I UŚREDNIONEGO EKG
WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2
I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM ................................................................................................. 66
22. Anca Ciobanu, Elena Helerea
THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR ON THE INDUCTION MOTOR
BEHAVIOUR.................................................................................................................................... 68
23. Katarzyna Ciosk
POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA ...................................... 70
24. Andriy Czaban, Marek Lis
A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE ON THE BASIS
OF VARIATIONAL APPROACHES ............................................................................................... 71
25. Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis
THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL
MODELING OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER ......................... 75
26. Tomasz Długosz, Agnieszka Klink
WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ – STUDIA LITERATUROWE ............ 77
27. Paweł Drzymała, Henryk Welfle
METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ
OMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH
PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI .................................................... 79
28. Paweł Drzymała, Henryk Welfle
POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA UZWOJENIE DŁAWIKA
BOCZNIKOWEGO .......................................................................................................................... 82
29. Grzegorz Dudek
APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ ................................................................................ 84
30. Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki
O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW
NUMERYCZNEGO MODELOWANIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ........................ 86
31. Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk
DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH
W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI .......................................................................................... 89
32. Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita
BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII
IMPEDANCYJNEJ ........................................................................................................................... 90
14
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
33. Janusz Flasza, Adrian Barasiński
WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PRACĘ URZĄDZEŃ
ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU
NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO ................................................................... 92
34. Piotr Gas
TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE
HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES ................................................................... 93
35. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek
PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU
KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU
DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH
RDZENIA.......................................................................................................................................... 95
36. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek
WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII
ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM
RDZENIA FERRYTOWEGO........................................................................................................... 98
37. Zygmunt J. Grabarczyk
SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL – ERROR OF THE MEASUREMENTS
MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL METER ............................................................ 100
38. Sławomir Gryś
PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM WSPOMAGAJĄCYM
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY .................... 102
39. Sławomir Gryś
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY .................... 104
40. Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger
IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION
MOTOR CHARACTERISTICS ..................................................................................................... 107
41. Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR:
PARAMETERS IDENTIFICATION .............................................................................................. 109
42. Paweł Jabłoński
BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD ........................................................................ 111
43. Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW
METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY ............. 113
44. Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI OSÓB
NA PODSTAWIE CHODU ............................................................................................................ 115
45. Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka,
Ricardo Vardasca, Piotr Murawski
ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU
TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH ...... 118
46. Marcin Kaczmarek
WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW NANOSZENIA WARSTW
WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ STOPU NiTi ................................................ 120
47. Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak
ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH
MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI .................................... 122
15
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
48. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO –
METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ ....................................................... 124
49. Gergely Kovacs, Miklós Kuczmann
FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP OF C PROGRAMMING LANGUAGE ..... 126
50. Joanna Kozieł
PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW
PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA
PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE ....... 128
51. Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss , Wanda Stankiewicz
BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION ..... 130
52. Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata
UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW
ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM ....................................... 132
53. Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki
MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
W BUDYNKU WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM .... 134
54. Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny,
Rafał Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM
ELEKTROMAGNETYCZNYM ..................................................................................................... 136
55. Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipińska
BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE
MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA
NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ .................................................................................. 138
56. Eugeniusz Kurgan
FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES
IN DC DIELECTROPHORESIS .................................................................................................... 140
57. Eugeniusz Kurgan
INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE DISTRIBUTION
IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA ................................................................................... 144
58. Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak
WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE
EKRANOWANEGO RUROWEGO TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU
WIELKOPRĄDOWEGO ................................................................................................................ 148
59. Marek Lis
CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS
MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL................... 151
60. Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk
RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY
OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD –
NEW DIRECTIONS ....................................................................................................................... 154
61. Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka
OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW NASIENIA LUDZKIEGO
PODDANEGO DZIAŁANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ .................................................................................. 156
62. František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel
HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC SEPARATOR
OF PLASTIC PARTICLES ............................................................................................................. 158
16
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
63. Daniel Marcsa, Miklós Kuczmann
COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL
DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH UNSTRUCTURED MESHES .......................................... 160
64. Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra,
Andrzej Bartosiński
A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR DISTRIBUTION
AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER ................................ 162
65. Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC
FIELD DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC
BREAST MODELS ........................................................................................................................ 164
66. Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Janusz Szczygłowski
WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI ............................................... 166
67. Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako
ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH
ZAGADNIENIACH ELEKTROMAGNETYZMU ........................................................................ 168
68. Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski
INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN ON TORQUE CHARACTERISTICS
FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR ........................................................ 170
69. Danuta Pliś
WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI
WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO ............... 173
70. Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk
WIRELESS BODY SENSOR NETWORK
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS ............................................................ 175
71. Andrzej Popenda
UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA
W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA INDUKCYJNEGO ...................... 177
72. Tomasz Prauzner
ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH
ALARMOWYCH............................................................................................................................ 179
73. Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz
SYSTEM ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ ......................... 181
74. Andrzej Rusek
MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW DO ANALIZY
STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH
UKŁADÓW NAPĘDOWYCH ....................................................................................................... 183
75. Andrzej Rusek
MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU NAPĘDOWEGO
ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO .................................................................................................... 186
76. Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska
SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA
W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK .............. 189
77. Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk
MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ
Z MAGNESAMI TRWAŁYMI Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA
MAGNETYCZNEGO .................................................................................................................... 192
17
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
78. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz
ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM
FANTOMU DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO .............................................................................. 195
79. Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec
WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH
GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY .................................. 198
80. Bojan Štumberger , Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimović
DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR
WINDINGS AND ANISOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS ...................................... 200
81. Paweł Surdacki
WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA
W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO .............................................................. 202
82. Przemysław Syrek, Antoni Cieśla
OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII ............ 204
83. Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek
BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH
NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE TI6AL4V................................................................... 206
84. Krzysztof Szewczyk
PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO W SZCZELINIE
POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH .... 208
85. Zygmunt Szymański
NOWOCZESNE,INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI I LOKALIZACJI LUDZI
ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH
I W KOPALNIACH ........................................................................................................................ 210
86. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń , Konrad Wojciechowski
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW
DNA OKA ....................................................................................................................................... 213
87. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE
KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY ........................................................ 215
88. Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański,
Konrad Wojciechowski
SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA
NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU ..................................... 218
89. Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister,
Aleksander Sieroń
WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH
NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW ....................................................... 220
90. Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel
CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT ............ 222
91. Peter Virtič
ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR AXIAL
FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES ............................................... 224
92. Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek
MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH ......... 226
93. Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin,
Konrad Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła,
Grzegorz Masłowski
OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH
SPAWARKI INWERTOROWEJ .................................................................................................... 229
18
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
94. Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE
NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ
W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI ............. 232
95. Witold Walke, Joanna Przondziono
ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW
STOSOWANYCH NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE ..................................................... 234
96. Agnieszka Wantuch
KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW. PORÓWNANIE WYNIKÓW
OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI ................................................................................... 236
97. Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek
WŁASNOŚCI WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA
NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH .............................................................. 239
98. Bogusław Wisz
ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI
W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO ........... 239
99. Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA
TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ ..... 242
100. Joanna Wyszkowska
PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ NAD WPŁYWEM POLA
ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY .............................................................................. 244
101. Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov
A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR’S DIAGNOSTIC METHODS BASED “
ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS ...... 245
102. Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka
THE SYSTEM OF IDENTIFICATION OF EMERGENCY CONDITIONS
IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX ....................................................................................... 248
103. Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec
DETERMINATION OF POWER INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION
MOTORS WITH A PHASE-WOUND ROTOR THROUGH PARTICULAR
LOSSES COPMPONENTS ............................................................................................................ 250
19
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
20
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPROWADZENIE
Tegoroczne XXII Sympozjum PTZE odbywa się w Sandomierzu, jednym z najpiękniejszych miast
polskich Tradycją spotkań PTZE jest to, że organizowane są w różnych ciekawych miejscach Polski
– mamy nadzieję, że również Sandomierz okaże się dla uczestników takim ciekawym miejscem.
Sandomierz to jedno z najstarszych i najważniejszych historycznie miast Polski. Początki osadnictwa
na terenie miasta i w jego regionie, sięgają najdawniejszych czasów. Świadczą o tym dokonywane
w obrębie miasta i okolic liczne odkrycia archeologiczne. Ślady pierwszej obecności człowieka na tym
obszarze pochodzą z młodszej epoki kamiennej - neolitu (5200 p.n.e. - 1700 p.n.e.).
Zasadniczy rozwój miasta nastąpił dopiero w okresie wczesnego średniowiecza. Rozwój ten możliwy
był m.in. dzięki bardzo atrakcyjnemu i dogodnemu położeniu Sandomierza na ważnych szlakach
handlowych, na styku trzech krain: Wyżyny Sandomierskiej, Kotliny Sandomierskiej i Wyżyny
Lubelskiej. W XI w. Sandomierz obok Krakowa i Wrocławia zaliczony został przez kronikarza Galla
Anonima do głównych miast królewskich sedes regni principal. Wysoka ranga miasta potwierdzona
została w testamencie Bolesława Krzywoustego, na mocy którego Sandomierz stał się stolicą jednego
z księstw dzielnicowych władanych m.in. przez Henryka Sandomierskiego, Bolesława
Kędzierzawego, Kazimierza Sprawiedliwego, Leszka Białego, Bolesława Wstydliwego.
Rozwój miasta został zakłócony przez szereg najazdów tatarskich w XIII wieku. Zniszczeniu uległa
niemal w całości ówczesna drewniana zabudowa miejska. Po tych klęskach osadnictwo zostało
przeniesione na wyższe trudniej dostępne wzgórza: Kolegiackie, św. Piotra i Miejskie, gdzie za
sprawą księcia Leszka Czarnego w 1286 roku nastąpiła druga lokacja miasta na prawie
magdeburskim. Pierwsza lokacja na terenie wzgórz staromiejskich miała miejsce przed 1241 rokiem,
być może tuż przed 1226 rokiem. Po zjednoczeniu ziem polskich dawne księstwo zostało
przekształcone w województwo sandomierskie, obejmujące swym zasięgiem znaczne obszary
południowo wschodniej Polski. Sandomierz w tym czasie liczył ok. 3000 mieszkańców i choć należał
do większych polskich miast jego zabudowa prawie w całości była drewniana. W połowie XIV wieku
uległa ona jednak spaleniu podczas jednego z najazdów Litwinów. Odbudowy miasta po tej klęsce
dokonano w II połowie XIV wieku, za panowania Kazimierza Wielkiego. Dzięki opiece monarchy
i sprzyjającej sytuacji gospodarczej rozwinął się wówczas ruch budowlany. Z tego okresu pochodzi
ostateczne zachowane do XX wieku rozplanowanie miasta. Na późniejszy okres XV i XVI stulecia
przypada również bardzo ożywiony rozwój miasta we wszystkich dziedzinach życia. Sandomierz
w owym czasie liczył już ok. 3500 mieszkańców. Potwierdzeniem wielkości i znaczenia Sandomierza
w tym czasie są istniejące wówczas budowle sakralne takie jak kościół Najświętszej Marii Panny,
kościoły św., św. Piotra, Jana, Mikołaja, czy drugi w Małopolsce po krakowskim klasztor
Dominikanów.
Kres świetności Sandomierza nastąpił jednak podczas "potopu" szwedzkiego. Szwedzi zajęli miasto
13 X 1655 roku. Wycofując się wysadzili w powietrze zamek. Miasto uległo znacznemu zniszczeniu,
dopełnieniem, którego był także najazd Rakoczego i zaraza. Wielki pożar w 1757 roku i wreszcie
rozbiór Polski w 1772 roku, w wyniku którego Sandomierz stał się miastem pogranicznym,
przekreśliły jego znaczenie administracyjne i spowodowały zastój gospodarczy.
Sandomierz dziś to miasto powiatowe w Województwie Świętokrzyskim, stanowiące jak gdyby
muzeum historyczne i architektoniczne pod gołym niebem, do którego każda z epok coś dodała,
pozostawiając ponad 120 budowli zabytkowych wszystkich stylów, co w połączeniu z pięknem
krajobrazu, wspaniałą bujną zielenią i malowniczym położeniem na siedmiu wzgórzach
poprzecinanych głębokimi jarami daje efekt dużej atrakcyjności turystycznej. Ale Sandomierz to nie
21
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
tylko historia i zabytki, ale również rozwijające się, liczące ok. 26 tys. mieszkańców miasto
o powierzchni 28,8 km2, ważny ośrodek oświatowy, kulturalny i gospodarczy regionu.
Może to właśnie uroku Sandomierza spowodował, że XXII Sympozjum PTZE zgromadziło
największą w 22-letniej historii liczbę referatów i uczestników. Podczas sympozjum odbędzie się
ważne wydarzenie, związane z naszą społecznością. Jedna z sesji konferencji poświęcona zostanie
zmarłemu przed rokiem profesorowi Czesławowi Rymarzowi. O życiu i twórczości naukowej
Profesora opowiedzą pracownicy WATu, uczelni w której Profesor spędził całe swoje życie
zawodowe. Zostaną też przedstawione referaty, dotyczące tych obszarów badawczych, które bliskie
były Profesorowi Rymarzowi.
Cechą konferencji PTZE jest duża różnorodność tematyczna, co czyni nasze spotkania atrakcyjnymi
dla specjalistów z różnych dziedzin, a także tych, którzy lubią pracować „na granicy”. Warto
podkreślić, że właściwością naszych spotkań jest też to, że tworzy się przestrzeń dla nieoficjalnych
spotkań starszej i młodszej kadry naukowej. Przynosi to korzyści zarówno tym młodym – mogą
korzystać z doświadczenia i wiedzy profesorskiej, jak i tym starszym – uzyskują ciekawe i twórcze
inspiracje ze strony młodzieży naukowej. Spotkania PTZE mają też swój wymiar międzynarodowy:
stałymi uczestnikami są przedstawiciele Słowenii, Czech, Macedonii, Ukrainy, Rumunii, Węgier
i Japonii.
Sympozjum współorganizowane jest przez Wydział Elektryczny Politechniki Częstochowskiej,
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii oraz Polsko-Japońską Wyższą Szkołę Technik
Komputerowych. W tym miejscu chciałbym podziękować Władzom tych instytucji, Panom
Dziekanom Andrzejowi Ruskowi i Lechowi Borowikowi, Panu Dyrektorowi Januszowi Kocikowi
i Panu Rektorowi Jerzemu Pawłowi Nowackiemu za ich wkład w zorganizowanie konferencji.
Materiały pokonferencyjne, po procedurze recenzyjnej zarówno w Komitecie Naukowym konferencji,
jak i w poszczególnych redakcjach, zostaną wydane w Przeglądzie Elektrotechnicznym oraz Acta
Technica CSAV w normalnej procedurze wydawniczej. Tutaj też chcę podziękować Redaktorom
Naczelnym tych pism, Panu Profesorowi Sławomirowi Tumańskiemu i Panu Profesorowi Ivo
Dolezelovi za ich pomoc w realizacji tego zadania.
W imieniu organizatorów XXII Sympozjum PTZE życzę wszystkim jego uczestnikom owocnych
obrad, budowania twórczych kontaktów naukowych i osobistych, ale też życzę aby jak najwięcej
zaczerpnęli Państwo z królewskiej atmosfery Sandomierza.
Andrzej Krawczyk, Prezes PTZE
22
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
W OTOCZENIU ŁADUNKÓW PORUSZAJĄCYCH SIĘ
ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM
Stanisław Apanasewicz1, Stanisław Pawłowski1, Jolanta Plewako2
1
Politechnika Rzeszowska
Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych
2
Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki
Rozkład pola elektromagnetycznego w otoczeniu ładunku punktowego poruszającego się po
zadanej trajektorii można wyznaczyć w oparciu o znane wzory Liénarda – Wiecherta dla
potencjałów opóźnionych [1, 2]. Wzory te mają postać algebraiczną, pomimo to, wyznaczenie
na ich podstawie składowych wektorów pola nastręcza często dużych trudności, a uzyskanie
ich jawnej postaci jest możliwe tylko w szczególnych przypadkach. Spowodowane jest to
głównie koniecznością wyznaczenia zależności pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi punktu, w którym obliczane jest pole oraz punktu, w którym znajduje się
ładunek (z uwzględnieniem różnicy czasowej związanej ze skończoną prędkością
rozchodzenia się sygnału elektromagnetycznego). Prowadzi to do nieliniowych równań
algebraicznych o złożonej postaci, których rozwiązanie jest możliwe na ogół tylko na drodze
numerycznej.
Niniejsza praca stanowi kontynuację badań których zasadniczym celem jest poszukiwanie
związków transformacyjnych pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi oraz
składowymi pola elektromagnetycznego przy przechodzeniu od układu inercjalnego do
nieinercjalnego. Jak się okazuje, jawne postaci pól elektromagnetycznych generowanych
przez ładunki poruszające się z niezerowym przyśpieszeniem mogą stanowić punkt wyjścia
do uzyskania takich transformacji. W pracy rozpatrzono pewne szczególne przypadki takich
ruchów ładunku ze zmiennym przyśpieszeniem, dla jakich pole w ich otoczeniu udaje się
uzyskać w postaci jawnej. Zasugerowano przy tym, w jaki sposób na podstawie otrzymanych
na tej drodze rezultatów można uzyskać uogólnienie przekształceń Lorentza na układy
nieinercjalne.
Przedmiotem rozważań jest zagadnienie
obliczania pola w otoczeniu ładunku
punktowego o wartości Q i masie
spoczynkowej m0 poruszającego się ruchem
prostoliniowym o zmiennym przyśpieszeniu
(rys. 1). W pierwszym z nich rozważany jest
ruch pod wpływem działania stałej siły F
przy
założeniu
zerowej
prędkości
początkowej i uwzględnieniu efektów
relatywistycznych. Przy tych założeniach,
w układzie współrzędnych, którego początek
pokrywa się z położeniem ładunku w chwili
 = 0, a oś OX jest skierowana zgodnie z
kierunkiem siły F ruch ładunku opisywany jest
zależnościami:
23
y
t, x, y, z)
R
Q, m0
z
E
B

v
,, x0, 0, 0)
x
a
Rys. 1. Rozważany układ
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
c2
a
a
x0 ( )   p( )  1,
(1)
v 0 ,
a( )  3 0
a0
p( )
p ( )
gdzie: x0, v, a – współrzędne x-owe położenia, prędkości i przyśpieszenia (odpowiednio),
c – prędkość światła, a0 = F/m0, p( )  1  a0 c 2 .
Po skorzystaniu ze wzorów Liénarda – Wiecherta otrzymuje się następujące zależności
na składowe natężenia pola elektrycznego E i magnetycznego H (współrzędne cylindryczne):
E x (r , ) 
Q
1
4 0 R*3
H (r , ) 
Q
4
 2
v
Q 2  2
a
2 a 
,

x

x

R


E
(
r
,

)

  x  x0  2 


0


3 
2
4 0 R* 
c
c 
c 
 
0  2  2
a

v

R
,
 0 c 2 R*3 
c 2 
gdzie: R*  R  R v c ,
R
(2)
x  x0 ( )2   2
(3)
  1  v c 2 ,   y 2  z 2 ,
 c(t   ) ,
(4)
Aby wyrazić składowe pola w zależności od czasu t (tj. w chwili „obserwacji” – por. rys. 1)
należy skorzystać z (1) i (4), co prowadzi do równania algebraicznego dla . W rozważanym
przypadku rozwiązanie tego równania udaje się uzyskać w jawnej postaci:
ct A  2c 2t 2  D 
(5)

2c D 2  c 2t 2






gdzie: A   2  D 2  G , D  x  c 2 a , G  c 4 a02  c 2t 2 ,   A2  4 D 2G  c 2t 2  2 .
Po podstawieniu (5) do (2) i (3) oraz skorzystaniu z zależności (1) uzyskuje się poszukiwaną
jawną postać składowych pola elektromagnetycznego.
W prezentowanej pracy przedstawiono sugestię w jaki sposób otrzymane rozwiązanie można
wykorzystać do znalezienia związków transformacyjnych dla współrzędnych
czasoprzestrzennych oraz składowych pola w układu związanym z poruszającym się
ładunkiem. Ponadto rozważane jest też zagadnienie pola w otoczeniu ładunku poruszającego
się ruchem oscylacyjnym.
Literatura
[1] Ingarden R. S., Jamiołkowski A.: Elektrodynamika klasyczna, PWN Warszawa, 1980.
[2] Landau L. D., Lifszyc E. M.: Teoria pola, PWN Warszawa, 1977.
24
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ
NA KLINIE PRZEWODZĄCYM
Stanisław Apanasewicz1, Stanisław Pawłowski1, Jolanta Plewako2
1
Politechnika Rzeszowska
Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych
2
Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki
Wstęp
W prezentowanej pracy zaproponowano analityczną metodę rozwiązywania zagadnienia
dyfrakcji płaskiej fali elektromagnetycznej na klinie przewodzącym (Rys. 1), bazującą na
przekształceniu Lebiediewa-Kantorowicza. W porównaniu ze znanym z literatury [1], bardzo
skomplikowanym rozwiązaniem tego zagadnienia, rozwiązanie uzyskane w niniejszej pracy
ma znacznie prostszą postać.
Sformułowanie zagadnienia
Geometrię rozważanego układu ilustruje
rysunek 1. Polem wzbudzającym jest
y  
spolaryzowana liniowo monochromatyczna
płaska fala elektromagnetyczna padająca pod
fala odbita
dowolnym kątem  na jedną z powierzchni
fala ugięta
klina.
Rozpatrywane są dwa przypadki
polaryzacji fali: E||OZ i H||OZ (oś OZ
x
stanowi krawędź klina). Przyjmuje się, że klin

rozpraszający falę elektromagnetyczną jest
fala padająca
idealnie przewodzący, a ośrodek go otaczający
Klin

jest bezstratnym dielektrykiem o stałych
 = 


parametrach materiałowych  Przy tych
założeniach zespolone amplitudy osiowych
składowych wektorów E i H (we
Rys. 1. Dyfrakcja fali elektromagnetycznej
na klinie przewodzącym
współrzędnych cylindrycznych) spełniają
równania Helmholtza:
 2 Ez 1 Ez 1  2 Ez

 2
 k 2 E z
dla polaryzacji E||OZ,
(1)
2
2
r r r 
r
 2 H z 1 H z 1  2 H z

 2
 k 2 H z
dla polaryzacji H||OZ,
(2)
2
2
r r
r
r 

gdzie: k 
c
Składowe pola powinny spełniać następujące warunki brzegowe:
Ez (r ,0)  0 i Ez (r,0 )  0
dla polaryzacji E||OZ
oraz
H z

 0
0 i
H z

0
  0
dla polaryzacji H||OZ
25
(3)
(4)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
gdzie:  0  2 
Rozwiązanie zagadnienia
Rozwiązania przedstawia się w postaci całek zawierających funkcje Hankela o indeksie
urojonym. Dla polaryzacji E||OZ:

Ez (r , )  E0e j kr cos(  )   F1 ( ) sh  F2 ( ) ch  H j (kr )dτ
( 2)
(5)
0
Uwzględniając warunki brzegowe (3) otrzymujemy równania zawierające całki w postaci
transformat Lebiediewa-Kantorowicza:

f z    G  H j2 z d
(6)
0

1
dz
G     sh e  f z H(j2 ) z 
2
z
0
(7)
Stosując transformatę odwrotną (7) otrzymuje się wyrażenia na funkcje F1 i F2 w postaci
całek rozbieżnych (w sensie Riemanna). Całkom tym można jednak nadać wartość w sensie
dystrybucyjnym poprzez zastosowanie funkcji  Diraca o zespolonym argumencie [3].
W przypadku drugiego rodzaju polaryzacji obliczenia przeprowadza się analogicznie.
Literatura
[1] Markov G. T., Czaplin A. F.: Wzbudzanie fal elektromagnetycznych, Wyd. Energia, Moskwa – Leningrad,
1967
[2] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: The study of the flat waves’ diffraction on the sharp corner,
Electrical Review, 5/2010, p. 87 – 90.
[3] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Dirac function with complex argument and example of its
application in electromagnetism, Electrical Review, 12b/2011, p. 9 – 12.
INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM
WITH IONOSPHERIC LAYER F2
Barbara Atamaniuk1, Ivan A. Molotkov2
1
2
Space Research Centre of the Polish Academy of Sciences, Warsaw, Poland
Institute of Terrestrial Magnetism, Ionosphere and Radio Wave Propagation, Russia
The presentation is devoted to modeling and analysis of the interaction of a powerful
obliquely incident wave beam of decameter radio waves with the ionospheric layer F2. Much
like the linear case, propagation through the natural anti-waveguide layer F2 splits the initial
beam. Part of its energy propagates trough the ionospheric layer, the other part goes back
along a downward trajectory. However, nonlinearity leads to further stratification of the
ionospheric layer. A new feature, in comparison with the linear case, is appearing a narrow
waveguide beneath the F2 layer maximum which traps a small part of the beam energy. We
26
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
study the relationship between these parts of the wave field in a simplified model of parabolic
F2 layer, with nonlinearity caused by thermal plasma expulsion from the high field intensity
region. Analytical results are supplemented with numerical estimates of the effects.
We model and analyze of the interaction of a powerful obliquely incident wave beam
of decameter radio waves with the ionospheric layer F2.
Oblique propagation of a powerful HF wave beam in the ionospheric F2 layer leads
toadditional plasma stratification, in particular - to the formation of an artificial
waveguide controlled by the beam intensity.
The formation of the artificial waveguide is a nonlinear effect.
The problem of efficient feeding the artificial waveguide depends on the ability to
create in the F2 layer high values of the HF electric field compared with the
characteristic ”plasma fields”
This research is supported by grant O N517 418440
ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS
USING EVOLUTIONARY STRATEGIES
1
Marinko Barukčić, 1Željko Hederić, 2Miralem Hadžiselimović
1
2
University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia
University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia
Introduction
Mathematical modelling of induction motor in steady-state is usually done by the equivalent
circuits. It is relatively simple to calculate different motor values in steady-state (efficiency,
stator current, torque-speed curve, torque-slip curve, current-slip curve …) if data of the
equivalent circuits are known. Usually, the problem is inverse in nature, some data of
induction motor are known from nameplate or measuring but the equivalent circuit data are
unknown. There are different techniques for estimation of induction motor parameters. These
techniques can be divided in two main groups: computational and experimental. Experimental
techniques are based on measuring values of some parameters for steady state or start-up
transients states. Computational methods are based on calculations performing for different
mathematical models of induction motor. Input data for these methods can be different, such
as rated stator voltage, current and power factor, the full load (nominal) torque, the locked
rotor (starting) torque, the maximum (breakdown) torque and the torque-slip, the current-slip
and the power factor-slip curves. These data can be measured or given by manufacturers
(nameplate, catalogue). In recent time optimization methods based on soft computing
techniques have never been used for the induction parameters estimation. Most widely used
methods are different evolution algorithms [1 – 3] and other population based optimization
methods [4 – 7].
The aim of this paper is investigation of applying the evolutionary strategies for parameter
estimation of the induction motor.
27
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Optimization problem formulation
Based on the equivalent circuit of the induction motor the optimization problem is set. Few
objective functions of the optimization problem are researched. The objective functions use
measured or nameplate data or their combination. In the full paper the detailed objective
functions will be presented.
Solving the optimization problem using evolutionary strategies
The evolutionary strategies (ES) are one of the evolutionary algorithms (EA) (evolutionary
strategy, the genetic algorithm (GA) and the evolutionary programming (EP). The
evolutionary strategies are stochastic parameter optimization methods which simulate the
natural process of evolution. In the full paper the structure of ES will be presented. Also, the
main procedures (individual coding, crossover, mutation and selection) in ES will be
described.
Results of parameters estimation and conclusion
Based on known parameters and measured (or simulated) motor performance results given by
evolutionary strategies are analyzed. The changing of the stator and rotor resistances fitness
during performing of the evolutionary strategies is presented in Fig.1. Comparison of actual
and estimated data is shown in Fig.2. Efficiency and accuracy of the proposed evolutionary
strategies method will be presented in the full paper.
7
R'r
Rs
Stator and rotor resistance [Ohm]
6
5
4
3
2
1
0
0
5
10
15
Generation
20
25
30
Fig. 1. Stator and rotor resistances during ES.
Fig. 2. Comparison of real and estimated parameters.
28
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
References
[1] Ferkova, Ž. and Zboray, L., Contribution to parameter identification of an induction motor by genetic
algorithms, 2005, Acta Electrotechnica et Informatica, Vol. 5, No. 2, pp. 1-4.
[2] Jančovič, M., Žalman, M. and Jovankovič, J. Parameter identification of induction motors by using genetic
algorithms. http://virtuni.eas.sk/rocnik/2007/pdf/fid001511.pdf. [Online] 2007. [Cited: 07 01, 2012.]
[3] Kostov, I., Spasov, V. and Rangelova, V. Application of genetic algorithms for determining the parameters
of induction motors, 2009, Technical Gazette, Vol. 16, No. 2, pp. 49-53.
[4] Baghli, L. and Rezzoug, A. Particle Swarm and Genetic Algorithms applied to the identification of
Induction Machine Parameters. EPE’03, 2-4 September 2003, 768.pdf pp.1-10, Toulouse, France.
[5] Ojaghi, M. and Mardani, M., Parameter Estimation of Induction Motor Using Shuffled Frog Leaping and
Imperialistic Competitive Algorithms, Teheran, Iran, 2011. 26th International Power System Conference.
pp. 1-9.
[6] Ursem, R. K. and Vadstrup, P. Parameter Identification of Induction Motors Using Differential Evolution.
http://www.daimi.au.dk/~ursem/publications/RKU_CEC2003_Par_ID_DE.pdf. [Online] 2003. [Cited: 07
06, 2012.]
[7] Rashag, H. F., et al. Investigation of induction motor parameter identification using particle swarm
optimization-based RBF neural network (PSO-RBFNN), September 2011, International Journal of the
Physical Sciences, Vol. 6, pp. 4564-4570.
POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW
O ZNACZENIU STRATEGICZNYM
ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ
Karol Bednarek1, Leszek Kasprzyk2
1
2
EVER Sp. z o.o.
Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej
Wprowadzenie
Eksploatowany sprzęt elektryczny, elektroniczny i informatyczny ulega ciągłym
modernizacjom, osiągając coraz wyższy poziom zaawansowania technicznego. Pobór energii
w tych obiektach jest często zdyskretyzowany, impulsowy, a zatem są to zazwyczaj
urządzenia pobierające prądy odkształcone, z czym łączą się problemy związane
z oddziaływaniami i wprowadzaniem do sieci zasilającej wyższych harmonicznych.
Jednocześnie od jakości napięcia zasilającego (ograniczonego: występowania wyższych
harmonicznych, pojawiania się zapadów lub zaników napięcia, powstawania przepięć w sieci
itp.) zależy prawidłowa praca urządzeń odbiorczych [1-6].
Z uwagi na powszechność zastosowań urządzeń elektrycznych i częste występowanie wielu
różnego typu urządzeń w bliskim otoczeniu oraz wzajemne ich oddziaływanie na siebie
szczególnej wagi nabiera potrzeba zapewnienia prawidłowej, niezakłóconej pracy każdego
z tych elementów. Aby to osiągnąć, w procedurach związanych z kompatybilnością
elektromagnetyczną ustalono dopuszczalne poziomy oddziaływań zarówno w zakresie
emisyjności (wprowadzania do środowiska), jak również odporności (ograniczonej
wrażliwości na oddziaływanie zaburzeń), jakie każdy z tych obiektów elektrycznych
29
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
i elektronicznych powinien spełniać w celu osiągnięcia harmonijnej pracy poszczególnych
urządzeń we wspólnym środowisku [1-6].
W pracy uwagę skupiono na badaniach jakości energii elektrycznej w układach o charakterze
nieliniowym. Analizowano ilościowo i jakościowo wpływ zastosowanego systemu zasilania
gwarantowanego UPS EVER Superline na ograniczenie wprowadzania zaburzeń w postaci
wyższych harmonicznych przez odbiorniki o charakterze nieliniowym do sieci zasilającej
oraz eliminację przenoszenia się zaburzeń sieci zasilającej w postaci przepięć, zapadów lub
zaników napięcia na zasilany (poprzez UPS) odbiornik energii. Wykazywano zatem, że poza
podstawową funkcją UPS bezprzerwowego zasilania szczególnie ważnych odbiorników
umożliwiają one jednocześnie poprawę warunków pracy zarówno zabezpieczanych
odbiorników, jak również sieci zasilającej (elektroenergetycznej).
Przedostawanie się zaburzeń do sieci zasilającej
Włączenie do sieci zasilającej odbiorników nieliniowych związane jest najczęściej
z wprowadzaniem do obwodu zasilania zaburzeń, które mogą zakłócać prawidłową pracę
innych odbiorników podłączonych do tej sieci.
Zdecydowana większość obecnie eksploatowanego sprzętu to odbiorniki nieliniowe.
Pobierają one prądy odkształcone, a zatem w ich rozkładzie widmowym występują wyższe
harmoniczne. Włączenie do obwodu elektrycznego elementu pobierającego prąd odkształcony
powoduje powstanie nieliniowego charakteru całego obwodu. W przypadku urządzeń
silnoprądowych (wysokomocowych) generowane przez nie zakłócenia w postaci wyższych
harmonicznych bądź związane z występowaniem stanów przejściowych, przebiegów
nieustalonych wprowadzone do sieci elektroenergetycznej mogą zaburzać pracę innych
odbiorników podłączonych do tej sieci [2, 4].
Wpływ jakości energii na prawidłowość pracy odbiorników
Od jakości dostarczanej energii zależą prawidłowość pracy urządzeń oraz powstające w nich
straty mocy. Częstymi problemami jakości energii elektrycznej są odkształcenia harmoniczne
(spowodowane nieliniowym obciążeniem w systemie elektroenergetycznym), zapady napięcia
(krótkotrwałe obniżenie poziomu napięcia), zjawiska przejściowe oraz przepięcia [6].
Jednym z najistotniejszych czynników służących do oceny jakości energii elektrycznej jest
zawartość harmonicznych prądu i napięcia. Najczęściej występujące i jednocześnie niosące za
sobą najpoważniejsze skutki są harmoniczne nieparzyste (głównie 3, 5, 7 i 9). Szczególny
wpływ np. na straty w transformatorach ma harmoniczna 3-go rzędu oraz pozostałe składowe
zerowe – w przypadku układów połączonych w trójkąt harmoniczne te sumują się w
poszczególnych fazach, natomiast w układach połączonych w gwiazdę powodują
przegrzewanie się przewodu zerowego [6]. Harmoniczne mogą wywoływać przedwczesne
wyłączenie zabezpieczeń nadmiarowo-prądowych, a także przeciążenie baterii
kondensatorów do kompensacji mocy biernej [5]. Wyższe harmoniczne wzmagają
oddziaływania związane ze zjawiskiem naskórkowości (zbliżenie strumienia elektronów do
zewnętrznej powierzchni przewodnika zwiększa się wraz ze wzrostem częstotliwości
sygnału), mogą również powodować wadliwe funkcjonowanie sprzętu komputerowego,
wzrost strat mocy oraz przegrzewanie się silników i transformatorów, powstawanie
rezonansów w obwodach elektrycznych itp. [3]. Pojawienie się w sieci elektroenergetycznej
wyższych harmonicznych powoduje przedwczesne starzenie się urządzeń, a w efekcie
konieczność szybszej ich wymiany [2, 6].
30
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W wielu przypadkach, szczególnie w odbiornikach o znaczeniu strategicznym, związanych z
przetwarzaniem danych bądź z procesami produkcyjnymi, w których powstanie przerw
prowadzi do wystąpienia znacznych strat ekonomicznych, priorytetowym zagadnieniem jest
zapewnienie ciągłości zasilania oraz określonej jakości napięcia zasilającego (ograniczenie do
minimum oddziaływania zaburzeń) [1].
Wpływ UPS na warunki pracy odbiorników oraz sieci zasilającej
W sytuacjach częstego pojawiania się zaników bądź nieprawidłowych parametrów napięcia
zasilającego, a jednocześnie w przypadkach występowania potrzeby eliminacji negatywnych
oddziaływań odbiorników na sieć zasilającą bardzo korzystnym rozwiązaniem jest
zastosowanie systemów zasilania gwarantowanego (UPS) pracujących w technologii VFI
(Voltage Frequency Independent), czyli zgodnie z inną nomenklaturą: on-line. Realizowane
jest w nich podwójne przetwarzanie energii: napięcie sieciowe zostaje wyprostowane,
a następnie przekazane do falownika, gdzie z kolei jest przetwarzane na napięcie przemienne
o zadanych wzorcowych parametrach, którym podczas normalnej pracy zasilane są
zabezpieczane odbiorniki. Równocześnie napięciem z obwodu stałoprądowego
doładowywane są akumulatory. W czasie wystąpienia zapadów lub zaników napięcia
sieciowego odbiorniki zasilane są bezprzerwowo niezaburzonym napięciem dzięki zasileniu
falownika energią zgromadzoną w akumulatorach.
W przypadku zasilania urządzenia o charakterze nieliniowym UPS skutecznie ogranicza
przedostawanie się generowanych przez nie zakłóceń w postaci wyższych harmonicznych do
sieci zasilającej. Dzięki temu odbiornik nie degraduje jakości zasilania sieciowego,
a jednocześnie zasilany jest napięciem o założonych, ściśle kontrolowanych parametrach.
Rezultaty przeprowadzonych badań
Pomiary napięć, prądów, mocy, współczynników THDi, THDu oraz zawartości
poszczególnych harmonicznych prądu i napięcia od strony zasilania sieciowego i na wyjściu
UPS przy zmianach mocy oraz charakteru obciążenia (nieliniowość, symetria sygnału)
autorzy wykonali w Dziale Badań i Rozwoju firmy EVER Sp. z o.o. Badaniom podlegał UPS
EVER Superline 12 kVA, pracujący w technologii VFI, na wyjście którego podłączono
odbiornik o regulowanych: wartości mocy i stopniu nieliniowości obciążenia. Wprowadzono
silną nieliniowość w badanym, regulowanym odbiorniku, po czym obserwowano prądy i
napięcia po stronie odbiornika (na wyjściu UPS) oraz w obwodzie zasilania sieciowego UPS.
Na rys. 1 zamieszczono oscylogramy: (1) prądu pobieranego przez odbiornik nieliniowy
podłączony na wyjściu UPS oraz (2) prądu pobieranego z sieci przez UPS. Na rys. 2
przedstawiono rozkłady widmowe (zawartość harmonicznych) prądu odkształconego
odpowiednio na wejściu oraz wyjściu UPS.
Rys. 1. Oscylogramy prądów na wyjściu (1) i wejściu (2) układu UPS EVER Superline
31
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
przy podłączeniu odbiornika nieliniowego
Rys. 2. Rozkłady widmowe prądów odkształconych odpowiednio na wyjściu i wejściu układu UPS EVER
Superline dla odbiornika nieliniowego
Obserwowano również zachowanie się sygnału napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego
odbiornik) podczas wytwarzania zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (na wejściu
UPS). Niezależnie od powstających zaburzeń w sieci zasilającej na wyjściu UPS
występowało napięcie o założonych, kontrolowanych parametrach (co wynika z charakteru
pracy UPS on-line).
Uwagi i wnioski
W pracy analizowano wpływ zasilacza bezprzerwowego UPS EVER Superline na
ograniczanie wprowadzania przez odbiornik nieliniowy zaburzeń w postaci wyższych
harmonicznych do sieci zasilającej. Jednocześnie obserwowano zachowanie się sygnału
napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego odbiornik) przy powstawaniu krótkotrwałych
zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (zasilającego UPS).
Analiza kształtu i parametrów prądu w obwodzie zasilanego odbiornika (rys. 1 oraz 2)
wykazała, że współczynnik THDi wyniósł 63,3%, a harmoniczna rzędu 3-go przekroczyła
wartość 53%. Na uwagę zasługuje fakt, że tak duży poziom zniekształceń dotyczy wyłącznie
obwodu obciążenia (po stronie wyjściowej zasilacza awaryjnego). Zakłócenia wywołane
nieliniowością odbiornika nie przeniosły się do sieci elektroenergetycznej – współczynnik
THDi po stronie wejściowej UPS wyniósł 7,5%, a zawartość trzeciej harmonicznej
nieznacznie przekroczyła 6,8%. Są to wartości około 9-krotnie mniejsze od wartości
związanych z pracą odbiornika nieliniowego. Jednocześnie przez UPS odfiltrowane zostały
zaburzenia napięcia. Wartość skuteczna napięcia wejściowego zależna była od obciążenia
(wynosiła od 217,6 V do 224,9 V), a napięcia wyjściowego utrzymywała się niezmiennie
w wąskim zakresie: od 231,7 V do 232,2 V. Wynika to z budowy i własności funkcjonalnych
zasilacza awaryjnego on-line, który wytwarza napięcie niezależne od jakości dostarczonej
energii elektrycznej.
Przeprowadzone badania wykazały, że system zasilania gwarantowanego UPS VFI, poza
bezprzerwowym zasilaniem odbiorników, stanowi skuteczną metodę ograniczania
przenoszenia się harmonicznych do sieci elektroenergetycznej, a jednocześnie umożliwia
zasilenie odbiorników (szczególnie o znaczeniu strategicznym) napięciem o ściśle
32
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
kontrolowanych parametrach, niezależnie od nieprawidłowości występujących w napięciu
sieciowym.
Literatura
[1] Bednarek K., Electromagnetic compatibility – the standard and legal problems, in “Computer applications
in electrical engineering”, edited by R. Nawrowski, ALWERS, Poznań 2006, pp. 89-105.
[2] Barlik R., Nowak M., Jakość energii elektrycznej – stan obecny i perspektywy, Przegląd Elektrotechniczny,
nr 07/08, 2005, s. 1-12.
[3] Bocheński B., Wpływ odkształcenia napięcia na obciążalność transformatorów energetycznych, Przegląd
Elektrotechniczny, nr 1k, 2006, s. 28-31.
[4] Bielecki S., Jakość energii elektrycznej na rynku energii, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2007,
s. 68-72.
[5] Pasko M., Lange A., Kompensacja mocy biernej i filtracja wyższych harmonicznych za pomocą filtrów
biernych LC, Przegląd Elektrotechniczny, nr 4, 2010, s. 126-129.
[6] http://jakoscenergii.ovh.org/doku.php?id=ocena_jakosci
ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI
USŁUG BADAWCZYCH
Agnieszka Bieńkowska1, Paweł Bieńkowski2
Politechnika Wrocławska
Instytut Organizacji i Zarządzania
2
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki
1
Wprowadzenie
Badania i pomiary (usługi badawcze) immanentnie towarzyszą prowadzeniu prac naukowobadawczych oraz procesów technologicznych. Niezależnie od kontekstu, badania i pomiary
można potraktować jako usługę świadczoną na rzecz zarówno klienta wewnętrznego, jak i
zewnętrznego. Jednym z podstawowych wymagań dla usług badawczych jest ich
wiarygodność i rzetelność oparta na standaryzacji metod, zapewniających odtwarzalność i
powtarzalność procesów badawczych. Standaryzacja w szeroko pojętej metrologii na bardzo
długą historię, na której końcu znajdują się stosowane obecnie zintegrowane systemy
zarządzania skodyfikowane w odpowiednich normach. Dla laboratoriów badawczych taką
normą odniesienia jest międzynarodowa norma ISO/IEC 17025, przyjęta w Polsce jako PNEN ISO/IEC 17025. Wdrożenie systemu zarządzania zgodnego z wymaganiami tej normy jest
podstawą uzyskania akredytacji laboratorium wydawanej przez jednostkę certyfikującą.
Motywacją dla wdrażania systemów zarządzania w laboratoriach powinna być każdorazowo
chęć podnoszenia jakości usług.
Autorzy niniejszego opracowania odnoszą jednak wrażenie, że posiadanie akredytowanego
systemu zarządzania (dawniej systemu jakości) w laboratoriach badawczych często bywa
postrzegane jako – nie do końca chciany – wymóg dzisiejszych warunków konkurowania,
bądź też jako poniekąd uciążliwy warunek niezbędny do przeprowadzania transakcji na
33
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
współczesnych rynkach. Celem niniejszego opracowania jest więc de facto uzasadnienie nie
tyle konieczności, co zasadności wdrożenia w laboratoriach badawczych systemów
zarządzania opartych na normach ISO/IEC 17025. Zasadności wypływającej z istoty usług
badawczych. Jest to tym bardziej istotne, że korzyść w postaci zapewnienia wymaganej
jakości usługi badawczej powinna znacząco przewyższać pewne niedogodności związane z
tym procesem, tj. zmniejszenie elastyczności działania, czy ewentualne mniejsze możliwości
wyzwolenia inicjatyw.
Istota usługi badawczej, jakość usług badawczych
Rozważając zasadność wdrożenia akredytowanych systemów zarządzania w laboratoriach
badawczych należy w pierwszej kolejności poddać pod rozwagę istotę usługi badawczej. W
ujęciu ogólnym
usługa oznacza działanie lub zbiór działań o mniej lub bardziej
niematerialnej naturze, występujących na ogół, ale niekoniecznie, podczas kontaktu klienta z
pracownikiem świadczącym usługę i/lub fizycznymi zasobami i/lub systemami
przedsiębiorstwa usługowego, które zapewniają rozwiązanie problemów klienta [2, s. 14]. W
tym kontekście można przyjąć, że usługa badawcza to prowadzenie pomiarów i badań w
sposób systematyczny w celu weryfikacji lub zwiększenia zasobów wiedzy oraz
wykorzystania zasobów wiedzy do tworzenia nowych zastosowań.
Tak rozumiana usługa badawcza jest tworem niezwykle trudnym do zaoferowania klientowi.
Przesądzają o tym w szczególności takie jej cechy jak niematerialność oraz różnorodność
[2, s. 18-19]. Niematerialność oznacza, że w usłudze, jako produkcie przeznaczonym do
sprzedaży dominują elementy niematerialne, a zatem klient nie ma możliwości zapoznania się
z usługą przed procesem jej świadczenia. Musi zatem zaufać usługodawcy, że ten wykona
usługę w sposób w pełni go satysfakcjonujący. Różnorodność z kolei oznacza trudność w
utrzymaniu jednorodnych standardów jakościowych oraz możliwą odmienność zawieranych
transakcji i świadczonych usług. To właśnie połączenie niematerialności oraz różnorodności
usług badawczych, skutkujące wzrostem ryzyka związanego z zakupem określonej usługi,
wpływa na naturę zapewnienia jakości tych usług i determinuje zasadność przyjęcia w
laboratoriach badawczych określonych rozwiązań standaryzujących proces ich świadczenia.
Rzecz jasna jakość usług badawczych, definiowana jest analogicznie, jak jakość każdego
innego dobra, w tym dóbr materialnych, czyli jako stopień zaspokojenia potrzeb i spełnienia
wymagań klienta [3, s. 114], bądź też jako stopień, w jakim zbiór inherentnych właściwości
spełnia wymagania [4, s. 25].
Proces świadczenia usługi badawczej i jego standaryzacja
Tak rozumiana jakość usługi badawczej uzyskiwana jest przez laboratorium, w wyniku
realizacji działań wchodzących w skład procesu świadczenia tej usługi, stanowiących zarazem
proces kształtowania jej jakości. W skład tego procesu, w ujęciu ogólnym wchodzą zarówno
czynności o charakterze technicznym, jak również o charakterze zarządczym. Działania o
charakterze technicznym odnoszą się do poszczególnych faz realizacji usługi, tj. od momentu
identyfikacji potrzeb do chwili stwierdzenia, czy potrzeby te zostały zaspokojone. Czynności
zarządcze natomiast to realizacja wszystkich funkcji zarządzania jakością na poziomach
strategicznym, taktycznym i operacyjnym w odniesieniu do wszystkich działań o charakterze
technicznym.
Proces kształtowania jakości usług w odniesieniu do działań o charakterze technicznym
wyraża się w szeregu współzależnych działaniach, które wpływają na jakość całkowitą, na
różnych etapach działalności laboratorium. Można zatem wyszczególnić w nim różną liczbę
34
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
faz (etapów), w zależności od przyjętego celu, kryterium oraz stopnia szczegółowości
określonego podziału.
Najszersze rozwinięcie procesu kształtowania jakości w odniesieniu do działań o charakterze
technicznym wyraża się w formie pętli (spirali) jakości Pętla jakości wg normy PN-ISO
8402:1996 [5, pkt 4.1] oznacza pojęciowy model współzależności działań, które wpływają na
jakość na różnych etapach: od rozpoznania potrzeb do oceny ich zaspokojenia. Ideą spirali
jakości jest wzrost jakości wykonywanych działań oraz wejście na kolejny zwój spirali,
uzyskiwany dzięki ciągłemu doskonaleniu systemu. Na rys. 1. zaprezentowano koncepcję
spirali jakości w odniesieniu do usług badawczych.
Planowanie metod
badawczych
Sprzężenie zwrotne
z klientem
Przekazanie wyników
zleceniodawcy usługi
J
Planowanie bazy
technicznej
Interpretacja
wyników
Zakupy
Opracowanie
rezultatów
Nadzór nad
wyposażeniem
pomiarowo-badawczym
Weryfikacja
wyników
Świadczenie
usługi
Walidacja
metod bedawcyzch
Rys. 1. Spirala jakości dla usług badawczych
Źródło: Opracowanie własne na podstawie [5, pkt 4.1]
Praktycznie każdy z przedstawionych na rys.1. elementów proponowanej spirali jakości dla
usług badawczych znajduje swoje odzwierciedlenie w normie PN-EN ISO/IEC 17025.
Wprowadzenie systemu zarządzania opartego na ww. normie standaryzuje powyższe procesy
wyrażając je w odpowiednich procedurach, zespołach czynności, instrukcjach, czy
harmonogramach. Zmniejsza się w ten sposób liczbę popełnianych błędów, podnosi jakość
usługi i przyczynia się do wzrostu satysfakcji klienta, wpływając jednocześnie na
podniesienie poziomu konkurencyjności organizacji jako całości.
Oczywiście niezależnie od infrastruktury technicznej, na każdym etapie procesu badawczego
występuje człowiek. Odpowiednie kwalifikacje personelu badawczego są podstawą rzetelnej
realizacji badań i pomiarów. Również ten obszar jest szczegółowo opisany w systemach
zarządzania, a ocena kompetencji personelu jest jednym z ważniejszych elementów procesu
akredytacji.
Zakończenie
Zainteresowanie wdrażaniem systemów zarządzania i ich akredytacją stale wzrasta wśród
laboratoriów badawczych funkcjonujących w Polsce. Potwierdzeniem może być rosnąca
35
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
liczba laboratoriów akredytowanych przez Polskie Centrum Akredytacji na zgodność
z wymaganiami normy PN-EN ISO/IEC 17025. Interesująca jest również opinia uczestników
systemu akredytacji na temat wdrażanych, akredytowanych systemów zarządzania. Autorzy
przeprowadzili sondażowe badania ankietowe wśród pracowników laboratoriów
akredytowanych. Szczegółowo wyniki badań opisano w [1] natomiast w ujęciu ogólnym
można stwierdzić, iż wyniki przeprowadzonych badań zdecydowanie pozwalają na obalenie
mitu, że akredytacja jest niepotrzebna. Mimo niedoskonałości pracy w akredytowanych
laboratoriach badawczych (z wyraźną dominacją konieczności poniesienia olbrzymiego
nakładu pracy na biurokrację – co wydaje się być chyba największym „kosztem” akredytacji),
ich pracownicy wolą pracować w takich systemach. Dotyczy to zwłaszcza personelu
wykonawczego, który czuje się po prostu bezpieczniej, działając w oparciu o ustalone
uprzednio standardy [1, s. 32].
Literatura
[1] Bieńkowska A., Bieńkowski P., System zarządzania zgodny z normą ISO/IEC 17025, Problemy Jakości,
2010, nr 6, s. 27-32.
[2] Furtak R., Marketing partnerski na rynku usług, PWE, Warszawa 2003.
[3] Hamrol A., Mantura W., Zarządzanie jakością. Teoria i praktyka, PWN, Warszawa-Poznań, 1998.
[4] Norma PN-EN ISO 9000, Systemy zarządzania jakością. Podstawy i terminologia, Polski Komitet
Normalizacyjny, 2006.
[5] Norma PN-ISO 8402, Zarządzanie jakością i zapewnienie jakości. Terminologia, Polski Komitet
Normalizacyjny, lipiec, 1996.
MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI
NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
W OTOCZENIU
STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ
Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec
Politechnika Wrocławska
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki
Wstęp
Pole elektromagnetyczne emitowane zwłaszcza przez systemy radiokomunikacyjne jest
obecnie traktowane jako jeden z czynników oddziaływujących na środowisko. Emisje
elektromagnetyczne podlegają kontroli pod kątem prawidłowej gospodarki widmem, ale także
ze względu na ekspozycję środowiska i ludności. Dopuszczalne poziomy PEM w środowisku
oraz metodykę pomiarów i zasady określania zgodności z wymaganiami są zawarte w szeregu
norm, aktów prawnych, dyrektyw i rekomendacji. Analiza rozbieżności dopuszczalnych
poziomów PEM przywołanych w tych dokumentach obrazuje, jak duże są rozbieżności w
ocenie skutków oddziaływania PEM na środowisko. Badania biomedyczne związane z
oddziaływaniem PEM prowadzone są od kilku dziesięcioleci, ale stosunkowo mało jest
36
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
dobrze udokumentowanych badań epidemiologicznych. Wynika to w dużej mierze z braku
rzetelnie udokumentowanej oceny ekspozycji na PEM w odpowiedniej perspektywie
czasowej. W okresie, kiedy podstawowymi źródłami PEM w środowisku były nadajniki
rozsiewcze, zwykle dużej mocy i lokalizowane na wydzielonych obszarach, do oceny
ekspozycji środowiska wystarczały pojedyncze pomiary w reprezentatywnych punktach.
Stosunkowo łatwo było również określić grupę eksponowaną i kontrolną. Ostatnie dwie
dekady przyniosły znaczące zmiany w morfologii PEM w środowisku. Wynika to ze zmiany
charakteru źródeł PEM. Nastąpiło znaczne rozproszenie źródeł związane z rozwojem
radiokomunikacji ruchomej i obecnie właśnie stacje bazowe tych systemów są dominującym
środowiska od tych systemów i emiterami PEM. Stacje bazowe pracują ze stosunkowo
małymi mocami, ale jest ich bardzo dużo i są instalowane w bardzo różnych miejscach
poczynając od wież antenowych poprzez dachy budynków aż do wnętrz pomieszczeń. Drugą
cechą tej klasy źródeł PEM jest zmienna moc nadajników, zależna od natężenia ruchu
telekomunikacyjnego i warunków propagacji między stacja bazową a terminalem
abonenckim. Do oceny rzeczywistej ekspozycji środowiska na PEM od tych systemów
niezbędne jest prowadzenie długookresowych pomiarów monitoringowych.
Pomiary monitoringowe PEM od stacji bazowych telefonii komórkowej
Pomiary monitoringowe wykonuje się według rożnych schematów, ale ogólna zasada jest
taka, żeby możliwe było odtworzenie z wystarczającą dokładnością rzeczywistego przebiegu
zmian PEM w punkcie pomiaru. Oznacza to między innymi, że powinna istnieć możliwość
wykrycia i wyeliminowania wszelkich artefaktów, np. chwilowych zaników czy
nieuzasadnionych wzrostów mierzonego PEM. Wymaga to wstępnego zgromadzenia
odpowiednio dużej ilości danych, które po przetworzeniu zapewnią osiągniecie oczekiwanego
efektu. Dane te gromadzone w długim okresie staną się podstawowym narzędziem do
długoterminowej oceny ekspozycji środowiska na PEM. Wyniki takich pomiarów
prowadzone przez autorów pozwalają wyciągnąć wniosek, że dla prawidłowego odtworzenia
zmienności natężenia PEM należy prowadzić pomiary z okresem próbkowania nie dłuższym
niż 30s, co daje 2880 wyników pomiaru na dobę. Na podstawie przeprowadzonych ponad 100
serii pomiarowych trwających od 3 do 10 dni każda, stwierdzono, że zmiennośc natężenia
PEM od stacji bazowych jest cykliczna o dobowym cyklu podstawowym i mniej wyraźnym,
ale również statystycznie istotnym cyklu tygodniowym. Cykl dobowy można opisać
przebiegiem zbliżonym do trapezu (rys.1). Można w nim wyróżnić cztery okresy: R1 – okres
minimalnego ruchu („cisza nocna”), R2-poranny przyrost ruchu, R3 – okres ruchu
maksymalnego i R4- wieczorny spadek ruchu. Wykorzystując tą własność, autorzy
37
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
zaproponowali sposób opisu poziomu PEM w sposób syntetyczny – przez podanie 14
parametrów przebiegu dobowego.
Są to ekwiwalentne natężenia pola (Eeqn) oraz odchylenia standardowe (n) dla każdego z
obszarów Rn . Wartość Eeqi wyznacza się z następujących zależności:
b
E eq  
m  E av  b
w obszarach R 1 , R 3
(1)
w obszarach R 2 , R 4

 (Ei -Eav )(ti -t av )
m 
 (Ei -Eav )2

b  E -m  t

av
av
(2)
Gdzie Ei jest natężeniem PEM próbki ti, Eav – średnim natężeniem PEM w danym obszarze, a
tav – środkiem przedziału czasu dla danego obszaru.
Reasumując, natężenie PEM w ciągu doby zamiast 2880 wartościami, opisać można 14-toma
wartościami:
 cztery markery M1-M4 – godziny podziału między obszarami R1-R4
 cztery współczynniki równania prostej {b2 ; m2} i {b4 ; m4} dla obszarów R2 i R4
 dwa średnie natężenia PEM dla dla obszarów R1 i R3
 cztery odchylenia standardowe natężenia PEM (1–4).
Zapis taki znacznie ogranicza liczbę danych pomiarowych z długoterminowych pomiarów
monitoringowych i pozwala na ujednolicenie zapisu wyników na potrzeby monitoringu
środowiska oraz oceny rzeczywistej ekspozycji ludzi pod kątem badań epidemiologicznych.
Praca zrealizowana w ramach projektu: „Czujniki i sensory do pomiarów czynników stanowiących zagrożenia
w środowisku — modelowanie i monitoring zagrożeń”. Umowa o dofinansowanie nr POIG.01.03.01-02-002/08-00
MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE
– OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH
Paweł Bieńkowski1, Bartłomiej Zubrzak2
Politechnika Wrocławska
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki
2
Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego
1
Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego
Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego (PEM) wykorzystywane są w różnych
dziedzinach, między innymi w badaniach związanych z ochroną przed PEM,
w kompatybilności elektromagnetycznej, w elektroenergetyce oraz w procesach
produkcyjnych, gdzie wykorzystuje się energię elektromagnetyczną. Mierniki PEM są
wyposażone w czujniki reagujące na zadaną składową PEM w wymaganym zakresie
38
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
częstotliwości i każda aparatura pomiarowa, charakteryzują się ograniczoną dokładnością
pomiaru. Wynika to między innymi z niedoskonałości wykonania aparatury pomiarowej, ale
również z metodyki pomiarów i ograniczeń sprzętowych, np. nieliniowości detektorów. Duże
znaczenie ma również zakres wzorcowania i różnica między warunkami wzorcowania a
rzeczywistymi pomiarami. Chodzi tu między innymi o modulację PEM, odpowiedź miernika
na pola wieloczęstotliwościowe czy PEM o ograniczonym czasie trwania.
Parametry PEM istotne z punktu widzenia pomiarów
Pole elektromagnetyczne charakteryzuje się szeregiem parametrów elektrycznych [2].
Zmienny okresowy przebieg elektryczny można opisać np. poprzez jego amplitudę, wartość
skuteczną, wartość średnią, ale również przez widmową gęstość mocy czy energię. W
większości norm ochronnych jako wartość odniesienia przyjmuje się wartość skuteczną
natężenia PEM – parametr związany z energią:
T
x rms 
1 2
x ( t )dt
T 0
(1)
Parametrem istotnym z punktu widzenia pomiaru jest stosunek amplitudy przebiegu do jego
wartości skutecznej (współczynnik szczytu, crest factor). Dla przebiegów harmonicznych
zależy on od modulacji przebiegu. Poniżej przedstawiono zależności na wartość skuteczną
typowych przebiegów spotykanych w praktyce metrologicznej (a- monochromatyczna fala
ciągła, b- modulacja AM, c- modulacja impulsowa (paczki impulsów radiowych).
1
A
A 
A
m2
2
E ( t )dt 
a) E rmsCW 
,
b) E rmsAM 
,
c) ErmsPULSE 
1

T0
2
2
2 T
2
Jak wynika z powyższych wzorów, stosunek wartości skutecznej do amplitudy może
zmieniać się w bardzo szerokich granicach, zwłaszcza dla pola modulowanego impulsowo.
T
Detektory PEM i konsekwencje metrologiczne
„Definicyjny” pomiar wartości skutecznej zapewniają w praktyce tylko czujniki oparte na
efekcie termicznym (termistory, bolometry, termopary). Niestety, rozwiązania takie nie są
zbyt popularne w miernikach pola elektromagnetycznego ze względu na ograniczenia
dynamiki, czułości i stosunkowo duża bezwładność. Znacznie wygodniejszym do stosowania
czujnikiem jest detektor diodowy. Zapewnia dużą szybkość reakcji, szerokie pasmo pracy i
dużą dynamikę. Niestety charakterystyka amplitudowa diody jako detektora zmienia swój
charakter w zależności od poziomu sygnału. Dla małych napięć jest detektorem RMS, dla
wysokich – detektorem szczytowym. Powoduje to niejednoznaczność wyników detekcji,
zwłaszcza dla przebiegów o modulacji impulsowej. Kolejnym czynnikiem ograniczającym
dokładność pomiarów jest odpowiedź impulsowa miernika zależna od stałych czasowych
zastosowanych w mierniku obwodów. Dla typowych rozwiązań możemy wyróżnić dwa takie
obwody: układ detekcji bezpośrednio w czujniku PEM i obwód wejściowy miernika (filtry
dolnoprzepustowe zapobiegające wnikaniu do miernika sygnałów wielkiej częstotliwości).
Pierwszy z z obwodów wpływa wprost na reakcję czujnika na pola modulowane
w amplitudzie i impulsowe. W zależności od stałych czasowych owodu detektora, czujnik
w reakcji na pola modulowane może zawyżać lub zaniżać wyniki,przy czym charakter ten
może zależeć od parametrów czasowych sygnału defekowanego oraz jego poziomu. Na
wykresie z rysunku 1 przedstawiono przykłady pomiarów różnych komercyjnych czujników
39
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
PEM pod kątem błędu popełnianego przy pomiarach z ich wykorzystaniem dla PEM
modulowanego w amplitudzie.
AM
1,5
EP330
Error [dB]
1
EP300
EP408
0,5
EP44
EP600
0
EF0391
-0,5
EF1891
-1
2
5
10
20
E_rms [V/m]
50
100
Rys.1. Błąd pomiaru wartości skutecznej PEM dla pola modulowanego 80% AM
Stała czasowa układów wejściowych miernika oraz sposób przetwarzania sygnału w
przetworniku A/Cmierników cyfrowych wpływa wprost na reakcję miernika na pole
pojawiające się na bardzo krótki czas. Praktycznym przykładem urządzeń generujących takie
pole są zgrzewarki punktowe czy dielektryczne oraz radary z przemiataniem przestrzeni. Na
rysunku 2 przedstawiono przykład błędu (zaniżanie wyniku w stosunku do wartości
oczekiwanej) pomiaru w funkcji czasu ekspozycji czujnika na PEM.
0
CN-S EM F [dB]
-2
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
0,01
0,1
1
czas "oświetlenia" sondy [s]
Rys.2. Błąd pomiaru wynikający ze zbyt krótkiej ekspozycji czujnika na PEM
Jak można zauważyć, pomiar pola o czasie trwania poniżej 0,5s obarczony jest znacznym
błędem. Dodatkowym problemem jest odczyt wyniku takiego pojedynczego pomiaru. W
większości przypadków trzeba korzystać z funkcji MAX HOLD i powtarzać pomiar
wielokrotnie.
Przedstawione przykłady są tylko ilustracją czynników wpływających na dokładność pomiaru
PEM innych, niż niemodulowana ciągła fala nośna.
Praca zrealizowana w ramach prac badawczych PWr zl. S10101i grantu MNiSW 3923/B/T02/2010/38
40
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ
JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ
I KRAJOBRAZU
Paweł Bieńkowski
Politechnika Wrocławska
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki
Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego
Wstęp
Sieci komórkowe są obecne w Polsce już 20 lat, ale prawdziwy rozwój nastąpił dopiero po
wprowadzeniu systemu GSM w 1996 roku. Obecnie do używania telefonu komórkowego
przyznaje się ponad 90% obywateli naszego kraju w całym przekroju wiekowym – od dzieci
na poziomie szkoły podstawowej po emerytów, a dane operatorów wskazują, że aktywnych
kart SIM jest więcej niż mieszkańców w Polsce. W kraju zbudowano ponad 20 tys. stacji
bazowych (BS) i wciąż powstają nowe. Mimo tego inwestycje polegające na budowie i
instalacji stacji bazowych wciąż wywołują emocje związane z aspektami technicznym,
społecznymi i estetycznymi, zwykle nieadekwatne do wielkości i oddziaływania samej
inwestycji. Niezależnie od tego stacje bazowe stały się powszechnym elementem krajobrazu,
podobnie jak kilkadziesiąt lat temu obiektem takim stały się słupy wysokiego napięcia.
Stacja bazowa jako element infrastruktury technicznej
Stacja bazowa jest obok telefonu
S>0,1 W/m
komórkowego najbardziej rozpoznawalnym
ogniwem sieci komórkowej. Służy ona do
komunikacji
między
użytkownikiem
(poprzez telefon) a całym systemem. W
GSM, 20W, tilt -2 o
skład typowej stacji bazowej wchodzą
DCS, 20W, tilt -6 o
urządzenia telekomunikacyjne (zapewniaUMTS, 20W, tilt -13 o
jące transmisje danych) i radiokomu10 m
nikacyjne (interfejs radiowy) oraz systemy
Rys. 1
wspomagające
(zasilanie
wentylacja,
ochrona itp.). Urządzenia radiokomunikacyjne to odbiorniki, nadajniki i anteny nadawczo-odbiorcze – najbardziej widoczny element
stacji. Dla zapewnienia sprawnego działania sieci interfejs radiowy jest bardzo dokładnie
projektowany i optymalizowany. Typowa stacja bazowa jest podzielona na 3 do 6 sektorów
przestrzennych, z których każdy można traktować jako niezależny podsystem radiowy.
Efektem emisji energii elekromagnetycznej jest powstanie w otoczeniu anten pola
elektromagnetycznego. Natężenie tego pola maleje z odległością, a kierunek emisji
w przestrzeni jest wynikiem planowania systemu realizowanym dzięki zastosowaniu anten
o odpowiedniej charakterystyce promieniowania. W bezpośrednim otoczeniu anten natężenie
PEM może osiągać wartości uznawane za niedopuszczane dla ludzi. Na rys. 1 przedstawiono
szacunkowe obszary, w których natężenia PEM przekracza wartości dopuszczalne w środowisku.
2
41
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Planowanie sieci komórkowych
W rozwoju sieci systemów komórkowych można
wyróżnić charakterystyczne etapy. Na początku
operatorzy starali się uzyskać możliwie duże
pokrycie
terenu
budując
stacje
bazowe
o maksymalnym zasięgu. Wieże antenowe
nierzadko osiągały wysokość 60 m, a w miastach
BS lokalizowano na najwyższych budynkach
i kominach. Z czasem sieć się zagęszczała,
a priorytetem stawała się pojemność systemu, co
skutkowało między innymi potrzebą ograniczenia
zasięgu poszczególnych BS. Stare stacje
rekonfigurowano obniżając wysokość zawieszenia
Rys. 2
anten lub znacznie pochylając wiązkę anten w
kierunku ziemi, a anteny w nowych lokalizacjach montowano niżej – od ok. 25 do 40 mnpt.
Przełomem w budowie BS było wprowadzenie systemu UMTS, w którym z założenia stacje
bazowe mają stosunkowo mały zasięg i anteny pojawiły się na wysokościach od ok.15 do
30 mnpt. W miedzy czasie zmieniały się również uwarunkowania prawne inwestycji
polegających na budowie stacji bazowych, szczególnie zasady oceny oddziaływania BS na
środowisko. Efektem zmian w przepisach jest między innymi zmiany w sposobie instalacji
anten, czego widomym przykładem są np. anteny montowane wprost na poziomie dachów
budynków (rys.2).
Lokalizacje stacji bazowych
Stacje bazowe lokalizuje się w bardzo różnych miejscach. Najbardziej typowym sposobem
lokalizacji anten są maszty i wieże antenowe. Rozwiązania takie stosuje się powszechnie w
radiodyfuzji, ale również w sieciach komórkowych (rys. 3). Konstrukcje wież są bardzo różne
i subiektywnie można stwierdzić, że nowe konstrukcje są zdecydowanie bardziej estetyczne w
porównaniu do początków rozwoju sieci
Rys.3
Rys.4
Drugą ulubioną lokalizacją są kominy (rys.4) i dachy budynków (rys.5).
42
Rys.5
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Wykorzystywane są również lokalizacje nietypowe, a szczególnie ciekawa jest „sztuka
kamuflażu”. Stacje bazowe ukrywa się albo ze względów estetycznych (np. zabytki), albo
w myśl zasady „czego oczy nie widzą, tego sercu nie żal”… Przykłady takich rozwiązań
przedstawiono na rysunku 6.
Rys.6
Podsumowanie
Stacje bazowe telefonii komórkowej stały się w przeciągu ostatnich kilkunastu lat stałym
elementem krajobrazu i coraz mniej dziwią nietypowe lokalizacje BS, np. będące elementem
przydrożnej reklamy czy wyrastające z dachu budynku jednorodzinnego. Jednocześnie
możemy chyba oczekiwać od operatorów racjonalnej lokalizacji stacji bazowych, co być
może z czasem całkowicie pogodzi potrzeby techniczne i odczucia społeczne związane
sieciami komórkowymi.
ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA
W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ
1
Małgorzata Błasiak, 2Romuald Kotowski
1
2
Politechnika Świętokrzyska, Kielce
Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Warszawa
W pracy przedstawiono wyniki obliczeń wartości pól elektro-sprężystych w płycie
piezoelektrycznej pochodzących od pojedynczego nieruchomego uogólnionego defektu
liniowego, tzw. czterowymiarowej dyslokacji, a składającej się z dyslokacji liniowej
z wektorem Burgersa b , linii sił f, ładunków elektrycznych q oraz skoku potencjału  .
Obiektem badań była cienka płytka z materiału piezoelektrycznego o heksagonalnej
strukturze krystalicznej klasy 6mm (PZT6), wolna od naprężeń na górnym brzegu
i przytwierdzona do metalowej płyty na dolnym brzegu. W obliczeniach uwzględniono
możliwości występowania błędów nie tylko w strukturze, ale i w orientacji kryształu
43
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
względem interfejsu, co w przypadku struktury heksagonalnej na istotne znaczenie.
W konstrukcji modelu matematycznego badanego uogólnionego defektu wykorzystano
formalizm Stroha. Wyniki obliczeń zobrazowano w postaci dwuwymiarowych wykresów
przestawiających poszukiwane pola fizyczne, tj. naprężenia, sprężystą dystorsję, pole
elektryczne oraz przesunięcie elektryczne, których źródłem jest dyslokacja. Obliczenia
przeprowadzono dla dwu przypadków różniących się orientacją struktury heksagonalnej
i dla różnych położeń uogólnionego defektu względem podłoża.
Rys.1. Warstwa piezoelektryczna o grubości h utwierdzona dolnym brzegiem do metalowej płyty i wolna od
naprężeń na górnym brzegu. Sześciokrotna oś symetrii kryształu piezoelektrycznego może być równoległa (Rys.
1a) lub prostopadła (Rys. 1b) do brzegów płytki piezoelektrycznej
Równania równowagi w formalizmie 4D przyjmują następującą postać [3]:
iJ  CiJKlUlK ,
(1)
gdzie:
CiJKl  cijkl
 ,
iJ   ij'
 Di ,
J  j  1, 2,3
J 4
,
 elij
 eikl
   il
dla
J , K  j , k  1, 2,3
dla J  j  1, 2,3, K  4
,
dla J  4, K  k  1, 2,3
dla
J  4, K  4
lk  uk ,l  lk0 , El  El0  El' , El'  ,l ,
 ,
U lK   lk
 El
K  k  1, 2,3
K 4
 0,
U lK0   lk0
 El ,
(2)
(3)
K  k  1, 2,3
K 4
(4)
Formalizm zaproponowany przez Stroha [4] prowadzący do rozwiazywania układu ośmiu
równań różniczkowych pierwszego rzędu zamiast czterech równań różniczkowych drugiego
rzędu sprowadza się w konsekwencji do poszukiwania wektorów i wartości własnych
następującego równania macierzowego
(I x2  N x1 )η  x1 , x2   gH ( x1  x1' ) ( x2  x2' ) ,
gdzie N  jest stałą macierzą Stroha o wymiarze 8x8
44
(5)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012

(nn)1 (nm)
(nn)1 
N  
;
1
1 
 (mn)(nn) (nm)  (mm) (mn)(nn) 
 cd JK  ciCiJKl dl .
(6)
zbudowaną z wektorów m i n oraz stałych materiałowych CiJKl .
Na Rys. 2 i 3 pokazano kilka przykładów rozkładu pól mechanicznych i elektrycznych i ich
zmianę w zależności od odległości położenia linii uogólnionego defektu od podłoża.
Rys. 2. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu
bliskim powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej
Rys. 3. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu
oddalonym od powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej
Literatura
[1] Barnett D. M., Lothe J.: Dislocations and line charges in anisotropic piezoelectric insulators.
Phys. Stat. Sol. (b) 67, 1975, pp. 105–111.
[2] Bojar K., Alshits V., Nowacki J.P., Drabik A., Kotowski R.: Electro-elastic fields of dislocation in piezoelectric plate. Przegląd Elektrotechniczny, 3/2011, pp. 17-20.
[3] Nowacki J. P.: Static and dynamic coupled fields in bodies with piezoeffects or polarization gradient.
Lecture notes in App. and Computation Mech., vol. 26, 2006.
[4] Stroh A. N.: Steady state problems in anisotropic elasticity. J. Math. And Phys. 41, 1962, pp. 77-103.
45
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE
ELECTROMYOGRAPHY (sEMG) BIOFEEDBACK
IN PAIN MANAGEMENT
Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech
Military Institute of Hygiene and Epidemiology
Department of Microwave Safety
Introduction
Biofeedback involves developing patients’ ability to alter a particular physiological response
by providing them with feedback about the response they are attempting to control [1].
Electromyography (EMG) is one of the most common types of biofeedback, which involves
feedback of muscle tension (Fig. 1). Other types of biofeedback include thermal biofeedback,
which provides information on skin temperature; electroencephalography (EEG), which
provides information on brain wave activity and electrodermal response (EDR), which
provides information on sweat gland activity.
Biofeedback training does provide subjects with information that enables them to control
voluntarily some aspect of their physiology that may contribute to the pain experience [2].
However, because pain is a complex behavior and not merely a pure sensory experience,
biofeedback is most beneficial for patients when used as one adjunctive component of an
interdisciplinary pain management program [3]. Using an electromyography during
biofeedback sessions, a patient learns to reduce muscle tension in different areas that can
cause increased pain. The electromyography equipment measures electrical activity in the
muscles, which in turn reveals the degree of muscle tension.
Specific Pain Disorders
Upper extremity disorders. A growing problem in occupational settings is work-related
upper extremity disorders (e.g., carpal tunnel syndrome). Although there have been few wellcontrolled studies in this area, those that exist suggest that biofeedback can aid in treatment
effectiveness.
Headache. Despite the numerous precipitants of tension-type headaches, studies have found
successful outcomes using EMG to reduce pain in these disorders [4]. Moreover, headaches
come in many types, and individuals presenting with headaches often suffer from more than
one variety, making treatment and debates regarding etiology difficult [5]. However, research
suggests that temperature/ thermal biofeedback is more effective than no treatment when
combined with autogenic/relaxation training for migraine headache. In addition, these
treatments may be superior to placebo treatments. For tension/muscle contraction headaches,
EMG biofeedback effects may exceed those of medication placebo, biofeedback placebo, and
psychotherapy procedures. Furthermore, while research suggests that biofeedback and
relaxation produce similar levels of improvement for this type of headache, biofeedback may
offer greater benefits for a subset of patients.
Temporomandibular disorders (TMD). The use of biofeedback techniques to cultivate
lower arousal in TMD patients also appears to be effective. EMG and other biofeedback
46
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
techniques can be used both to improve the comprehension of individual patient issues, as
well as to improve functioning.
Fibromyalgia syndrome. Widespread musculoskeletal pain, fatigue, and multiple tender
points characterize fibromyalgia syndrome. With regard to biofeedback training, many
practitioners use multiple muscle sites and simultaneous EMG channels while patients are in
multiple postures, positions, and office stressor conditions. While muscle-relaxation therapies
and EMG biofeedback are logical parts of the recommended multicomponent treatments, to
date there is very little research on the topic.
Fig. 1. Recruitment patterns during maximal voluntary contraction of the deltoid muscle in (A) a healthy subject,
(B) a patient with spinal muscular atrophy, and (C) a patient with polymyositis (with the different amplitude
calibrations).
Conclusions
Psychophysiological assessments and biofeedback based interventions for disorders whose
main symptom of interest is chronic pain can be highly efficacious for selected disorders.
There is a dearth of controlled studies in this area so the supporting evidence is not as strong
as it might be [6,7,8].The biopsychosocial model of pain, which is now accepted as the most
heuristic approach to the understanding and treatment of pain disorders, views physical
disorders such as pain as a result of a complex and dynamic interaction among physiologic,
psychologic, and social factors, which perpetuates and may worsen the clinical presentation
[9, 10]. Biofeedback can serve as one important modality in this comprehensive approach.
References
[1] Akkaya N, Ardic F, Ozgen M, Akkaya S, Sahin F, Kilic A. Efficacy of electromyographic biofeedback and
electrical stimulation following arthroscopic partial meniscectomy: a randomized controlled trial. Clin
Rehabil. 26(3):224-36, 2012.
[2] Samani A, Holtermann A, Søgaard K, Madeleine P. Active biofeedback changes the spatial distribution of
upper trapezius muscle activity during computer work. Eur J Appl Physiol. 110(2):415-23, 2010.
[3] Park KN, Cynn HS, Kwon OY, Lee WH, Ha SM, Kim SJ, Weon JH. Effects of the abdominal drawing-in
maneuver on muscle activity, pelvic motions, and knee flexion during active prone knee flexion in patients
with lumbar extension rotation syndrome. Arch Phys Med Rehabil. 92(9):1477-83, 2011.
[4] Bendtsen L, Fernández-de-la-Peñas C. The role of muscles in tension-type headache. Curr Pain Headache
Rep. 15(6):451-8, 2011.
[5] Andrasik F. Biofeedback in headache: an overview of approaches and evidence. Cleve Clin J Med. 77
Suppl 3:72-76, 2010.
47
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[6] Dellve L, Ahlstrom L, Jonsson A, Sandsjö L, Forsman M, Lindegård A, Ahlstrand C, Kadefors R, Hagberg
M. Myofeedback training and intensive muscular strength training to decrease pain and improve work
ability among female workers on long-term sick leave with neck pain: a randomized controlled trial. Int
Arch Occup Environ Health. 84(3):335-346, 2011.
[7] Björklund M, Djupsjöbacka M, Svedmark A, Häger C. Effects of tailored neck-shoulder pain treatment
based on a decision model guided by clinical assessments and standardized functional tests. A study
protocol of a randomized controlled trial. BMC Musculoskelet Disord. 13(1):75, 2012.
[8] Ehrenborg C, Archenholtz B. Is surface EMG biofeedback an effective training method for persons with
neck and shoulder complaints after whiplash-associated disorders concerning activities of daily living and
pain - a randomized controlled trial. Clin Rehabil. 24(8):715-726, 2010.
[9] Collins NJ, Bisset LM, Crossley KM, Vicenzino B. Efficacy of nonsurgical interventions for anterior knee
pain: systematic review and meta-analysis of randomized trials. Sports Med. 42(1):31-49, 2012.
[10] Ma C, Szeto GP, Yan T, Wu S, Lin C, Li L. Comparing biofeedback with active exercise and passive
treatment for the management of work-related neck and shoulder pain: a randomized controlled trial. Arch
Phys Med Rehabil. 92(6):849-858, 2011.
DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU
CZUJNIKA INDUKCYJNEGO
NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI
WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH
Lech Borowik, Paweł Ptak
Politechnika Częstochowska
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej
Zakład Metrologii
Pomimo coraz doskonalszych zabezpieczeń antykorozyjnych ubytki spowodowane korozją są
często główną przyczyną uszkodzeń i ograniczenia parametrów eksploatacyjnych wielu
konstrukcji, urządzeń elektrycznych i instalacji przemysłowych. Istnieje wiele sposobów
ochrony elementów metalowych przed korozją np. zabezpieczenie ich warstwami ochronnymi
(cynkowymi, lakierniczymi, bitumicznymi itp.) [1,2]. W trakcie eksploatacji powierzchnia
zewnętrzna konstrukcji i elementów urządzeń elektroenergetycznych podlega procesowi
zużycia. Pomiary grubości warstw ochronnych stanowią ważny aspekt zabezpieczania
i eksploatacji wielu powierzchni maszyn, konstrukcji i urządzeń elektrycznych co ma
bezpośredni wpływ na ich niezawodność działania i trwałość [3,4,5]. Jedną z wad takich
powłok jest możliwość ich rozwarstwienia.
W artykule przedstawiono wyniki badań czujnika elektromagnetycznego indukcyjnego.
Sprawdzono dokładność czujnika przy zastosowaniu sygnałów okresowych o różnych
kształtach. Dla wybranych częstotliwości sygnału pomiarowego przeprowadzono serie
pomiarów grubości w celu oceny dokładności i eliminacji błędów pomiarowych [6]. Dobór
częstotliwości i kształtu ma posłużyć zastosowaniu wieloczęstotliwościowych sygnałów
48
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
binarnych, które pozwolą na pomiar wieloma częstotliwościami jednocześnie aby uniknąć
szeregu źródeł błędów takich jak powtarzalność miejsca pomiaru.
Pomiary przeprowadzono na próbkach chronionej karoserii samochodowej, w których to na
podłożu z blachy stalowej naniesiono warstwę cynku i pokryto powierzchniowo lakierem
ochronnym. Grubość warstwy cynku zbadano na próbkach oczyszczonych z wierzchniej
warstwy lakierniczej. Pomiary porównano z pomiarami dwóch grubościomierzy o znanej
dokładności z firmy Fisher [7].
Na rysunku 1 przedstawiono wyniki pomiarów grubości różnych powłok cynkowolakierniczych w zależności od zastosowanej częstotliwości sygnału pomiarowego.
7,1
7,0
U [V]
6,9
powłoka 120 m
powłoka 170 m
powłoka 230 m
6,8
6,7
6,6
6,5
5
10
15
20
f [kHz]
Rys. 1. Wyniki pomiarów grubości warstw cynkowo-lakierniczych w zależności od zastosowanej częstotliwości
sygnału pomiarowego
Przy pomocy grubościomierzy sprawdzono również grubość warstwy jaką stanowi suma
powłoki cynku i powłoki lakierniczej. Stosując metody statystyczne dokonano oceny
dokładności pomiaru grubościomierzami wykonując serie pomiarów w wyznaczonych
miejscach na przygotowanych wcześniej próbkach. Otrzymane wyniki analizy dokładności
pomiaru grubościomierzami porównano z danymi otrzymanymi w trakcie pomiarów
czujnikiem indukcyjnym [8,9,10,11].
Podsumowanie





Na podstawie przeprowadzonych rozważań można sformułować następujące wnioski:
opisana metoda może posłużyć do oceny zmian korozyjnych warstwy ochronnej,
przewodzącej niedostępnej do badania przyrządami z wykorzystaniem klasycznej metody
prądów wirowych,
zastosowanie sygnału wieloczęstotliwościowego umożliwia lepszy dobór częstotliwości
sygnału pomiarowego, w stosunku do sygnału pomiarowego sinusoidalnego,
możliwe jest łatwe dopasowanie częstotliwości sygnału pomiarowego w zależności od
zastosowanej sondy pomiarowej,
możliwy jest pomiar grubości warstwy cynkowej przy zastosowaniu czujnika
indukcyjnego transformatorowego,
dobór częstotliwości sygnałów pomiarowych w czujniku indukcyjnym wpływa na czułość
pomiaru szczególnie dla częstotliwości sygnału pomiarowego od 11 kHz do 16 kHz.
49
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Literatura
[1] Le wi ń s k a - Ro mi c ka A., (2001), Pomiary grubości powłok, Biuro Gamma, Warszawa
[2] Gło wac k a M., Inżynieria powierzchni. Powłoki i warstwy wierzchnie – wybrane zagadnienia, Skrypt
Politechniki Gdańskiej
[3] B ura ko ws k i T., W ier zc ho ń T., Inżynieria powierzchni metali, WNT, W-wa 1995
[4] K ula P., Inżynieria warstwy wierzchniej, Wyd. Politechniki Łódzkiej, Łódź 2000
[5] So za ń s ka M., Powłoki cynkowe, Inżynieria Materiałowa, 3, 2005
[6] B ro n k ie wi cz A., P ta k P., (2005), Wybrane aspekty metrologiczne metody pomiaru grubości warstw
wierzchnich na podłożach ferromagnetycznych. Materiały V Krajowej Konferencji PES-5 Postępy w
Elektrotechnice Stosowanej, Zakopane-Kościelisko, s. 283-290
[7] Materiały firmy Fisher, www.fisher.com
[8] May P., Morton D., Zhou E., 2007: The design of a ferrite-cored probe. Sensors and Actuators, A 136 s.
221-228.
[9] Janiczek R., Ptak P.: Przetworniki indukcyjnościowe w pomiarach grubości warstw wierzchnich. Przegląd
Elektrotechniczny, 2007 nr 1. 86- 90
[10] Borowik. L., Ptak P.: Wzorcowanie przyrządów do pomiarów grubości warstw wierzchnich. Przegląd
Elektrotechniczny, 2010 nr 04, 97-100
[11] Ptak P., Prauzner T. Wirtualne systemy pomiarowe na przykładzie układu do pomiaru grubości warstw
wierzchnich. Materiały konf. Nowe technologie w służbie społeczeństwu XXI w., Kraków 2011, s.37-47
OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH
Lech Borowik, Paweł Czaja
Politechnika Częstochowska
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej
Zakład Metrologii
Powszechne zastosowanie folii polietylenowej do produkcji opakowań, wiąże się
nierozłącznie z potrzebą wykonywania nadruków (informacyjnych, reklamowych). Wymusza
to modyfikowanie warstwy wierzchniej materiału polimerowego w celu zwiększenia
oddziaływań adhezyjnych między farbą drukarską a powierzchnią folii.
Uzyskanie dobrego złącza adhezyjnego między powierzchnią tworzywa a nanoszoną
substancją, wymusza przeprowadzenia wcześniej procesu technologicznego, mającego na
celu odpowiednie zwiększenie swobodnej energii powierzchniowej (SEP) przetwarzanego
tworzywa. Proces ten, popularnie nazywany – aktywowaniem, zmienia właściwości warstwy
wierzchniej tworzywa, poprzez zerwanie wiązań molekularnych skutkujący wzrostem SEP i
poziomu zwilżalności.
Przeprowadzając proces aktywacji należy kontrolować jego efekty. Wiąże się to z
wyznaczeniem wartość SEP tworzywa, najlepiej w trybie „on-line” co umożliwia dokonanie
odpowiednich regulacji w procesie.
Ze względu na brak bezpośrednich metod wyznaczania energii powierzchniowej (s) tworzyw
sztucznych znajdujących się w fazie stałej, konieczne jest stosowanie metod pośrednich.
Aktywacja folii metodą wyładowań koronowych
50
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Metoda charakteryzuje się tym, że wyładowania zachodzą w przestrzeni wypełnionej
powietrzem znajdującym się pod ciśnieniem atmosferycznym. Urządzenie aktywujące nie
musi mieć szczelnie wykonanych komór wyładowczych. Schemat blokowy aktywatora folii
przedstawia rys. 1.Podstawowym wskaźnikiem procesu aktywowania jest jednostkowa
energia aktywowania Ej – definiowana jako energia wyładowań niezupełnych przypadających
na jednostkę powierzchni aktywowanej folii:
P
(1)
Ej 
Lv
gdzie: Ej – jednostkowa energia wyładowań, J/m2; P- moc wyładowań niezupełnych w
przestrzeni międzyelektrodowej, W; L – długość czynna elektrody (elektrod) wyładowczej,
m; v – prędkość przesuwu wstęgi aktywowanej folii, m/s.Wielkość Ej niezbędna do uzyskania
jak najlepszej wytrzymałości złącz adhezyjnych (drukowanie, klejenie itp.) zależy nie tylko
od typu aktywowanej folii ale również od rodzaju i ilości zawartych w niej środków
dodatkowych.
Do czynników decydujących o skuteczności aktywowania powierzchni folii metodą
wyładowań koronowych należą: wartość i częstotliwość napięcia zasilającego elektrodę
ostrzową; ukształtowanie geometryczne elektrod; struktura dielektryków tworzących układ;
prędkość posuwu folii.
wyciąg powietrza
warstwa izolacyjna
Transformator
WN
Generator
230/400V
50Hz
Układy
zabezpieczające
wstęga folii
wałek metalowy
komora wyładowań
elektroda ostrzowa
Rys. 1. Schemat blokowy aktywatora
(2)
gdzie: SV – swobodna energia powierzchniowa tworzywa w stanie stałym w równowadze
z parą nasyconą cieczy; SL – międzyfazowa swobodna energia powierzchniowa układu
tworzywo-ciecz; LV – swobodna energia powierzchniowa cieczy w równowadze z parą
nasyconą tej cieczy; Y – kąt, jaki tworzy styczna do powierzchni kropli pomiarowej
osadzonej na powierzchni tworzywa stałego, w punkcie styku trzech faz, zwany
równowagowym kątem zwilżania lub kątem Younga.
Rys. 2. Graficzna interpretacja równania Younga
51
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Równanie (2) opisuje idealny stan układu. Jego stosowanie jest możliwe po spełnieniu
pewnych podstawowych warunków przeprowadzania pomiarów praktycznych. Powierzchnia
tworzywa, na którym są osadzane krople pomiarowe, musi być odpowiednio sztywna i
gładka, jednorodna pod względem fizycznym i chemicznym oraz wolna od zanieczyszczeń.
W przypadku tworzyw sztucznych produkowanych na skalę przemysłową, jest to trudne do
spełnienia, gdyż składniki dodatkowe, takie jak m.in. środki smarujące lub środki poślizgowe
migrują do warstwy wierzchniej, tworząc tam obszary niejednorodne. Wymienione czynniki
powodują powstawanie błędów podczas pomiarów kąta zwilżania, jak również zmian tego
kąta w zależności od różnych czynników.
Pomiar gęstości ładunków elektrostatycznych
W referacie proponuje się wykorzystanie do diagnostyki procesu aktywacji (oceny wzrostu
swobodnej energii powierzchniowej folii polietylenowej), metodę polegającą na pomiarze
ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii, po przeprowadzonym aktywowaniu
(metodą wyładowań koronowych). Pomiar ładunku wykonano metodą „podnoszonej
elektrody”, z wykorzystaniem elektrometru ELEKTRA (MDS Nordion AB – Szwecja).
Pomiarom poddano próbki bez aktywacji oraz aktywowane przy trzech kolejnych nastawach
aktywatora (tab. 1).
stop. aktyw.
dzień 1
dzień 2
dzień 3
dzień 4
dzień 7
śr
nC/m2
śr
nC/m2
śr
nC/m2
śr
nC/m2
śr
nC/m2
-
21,6
I
1451,4
938,2
775,6
686,4
594,2
II
3892,4
2035,6
1394,0
1068,4
689,2
III
7366,4
3034,4
2172,8
1318,0
892,8
Tab. 1. Zestawienie wyników średnich dla kolejnych stopni aktywacji
Podsumowanie
Na podstawie przeprowadzonych pomiarów gęstości powierzchniowej ładunku,
zgromadzonego w folii na skutek procesu aktywacji stwierdzono: dokonując pomiarów
gęstości ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii można diagnozować
poprawność przeprowadzonego procesu aktywacji; automatyczne urządzenie oparte np. na
metodzie „wibracyjnej elektrody” umożliwia na bieżąco monitorować gęstość ładunku,
a pośrednio stopień aktywacji; wprowadzając powyższą metodę do zastosowań praktycznych
można wyeliminować straty ekonomiczne ponoszone przez zakłady związane
z wykonywanymi próbkami nadruków.
52
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH
REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ
POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH
Lech Borowik, Adam Jakubas
Politechnika Częstochowska
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej
Zakład Metrologii
Wstęp
W celu poprawnego obliczenia rezystywności powierzchniowej badanego elementu, należy
znać wartość rezystancji między elektrodami umieszczonymi na próbce, obliczyć efektywną
długości elektrody pomiarowej l oraz grubości h powłoki badanego obszaru.
Zdaniem autorów znaczący wpływ na poprawność wykonanych obliczeń, a całkowicie
pominięty między innymi w Polskiej Normie PN-EN-61340-2-3 [1] ma efekt krawędziowy na
styku elektrody-próbka.
W artykule przedstawiono możliwości uwzględnienia tego efektu, a także przedstawiono
wyniki badań doświadczalnych. Jest to związane z prowadzonymi przez autorów badaniami
nad wieloelektrodowym systemem kontrolno-pomiarowym do analizy stanu powłok
antyelektrostatycznych na powierzchniach o nieregularnych kształtach [2].
Efektywna długość elektrody pomiarowej
Efektywna długość elektrody pomiarowej jest zawsze większe od jej wymiarów
geometrycznych [3]. Wynika to z rozszerzania się linii pola elektrycznego poza obszar
elektrody pomiarowej. Efekt ten pokazano na rysunku 1 w układzie trójelektrodowym.
Rys.1. Rozkład linii pola elektrycznego w układzie trójelektrodowym
Dla koncentrycznych elektrod pierścieniowych zgodnie z PN przyjmuje się, że efektywna
długość elektrody pomiarowej zwiększa się do połowy szczeliny g z każdej strony elektrod
i wyznacza się ze wzoru [1]
l   (d1  g ) (1)
gdzie: d1 – średnica elektrody wewnętrznej, g – szerokość szczeliny między elektrodami.
53
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W rzeczywistych warunkach ma miejsce załamania się linii pola elektrycznego w szczelinie
i efektywna długość elektrody pomiarowej l jest mniejsza od tej obliczanej ze wzoru (1).
Uwzględniając ten efekt efektywna długość dla elektrod koncentrycznych wynosi [3]
(2)
l   (d  Bg )
1
gdzie: d1 – średnica elektrody wewnętrznej, g – szerokość szczeliny między elektrodami,
B – współczynnik korygujący efektywną długość elektrody.
W normie dotyczących pomiarów rezystywności powierzchniowej PN-EN 61340-2-3 [1]
przyjęto współczynnik B = 1. W normie amerykańskiej ASTM D 257-99 [4], odnoszącej się
do pomiarów rezystywności skrośnej i powierzchniowej, w części głównej, podającej wzory
pozwalające obliczać rezystywność powierzchniową, również przyjęto współczynnik B = 1,
natomiast w dodatku X2 tej normy stwierdzono, że efektywna długość elektrody pomiarowej
różni się od jej rzeczywistej powierzchni i współczynnik B wyrażono zależnością
B 1
4h
 g 
ln cosh 
g
 4h 
(3)
w której: g – szerokość szczeliny, h – grubość próbki.
W przypadku bardzo grubych próbek, kiedy h >> g, wartość B→1. Dla bardzo cienkich
próbek, kiedy h << g, wartość B→0. Przykładowo, jeżeli h = 0,1g, a więc przy szerokości
szczeliny g = 1 mm dla warstwy o grubości h = 100 µm, B przyjmuje wartość poniżej 0,1.
Zatem przyjęcie B = 1 ma istotny wpływ na wyniki obliczeń efektywnej długości l, a więc
i na wynik pomiarów rezystywności powierzchniowej.
Badania modelowe wieloelektrodowego systemu kontrolno – pomiarowego
Stosując wzór (3), autorzy dokonali analizy względnych błędów obliczenia efektywnej
długości δl, spowodowanych przyjęciem współczynnika B = 1 w funkcji stosunku grubości
próbki h do szerokości szczeliny g. Symulacje wykonano dla trzech wartości średnicy
elektrody pomiarowej d1 i trzech szerokości szczeliny g.
Przy obliczeniach wartości rezystywności powierzchniowej należy uwzględnić również
wpływ grubości badanej próbki. Jak pokazano na rysunku 1 linie pola wnikają na pewną
głębokość próbki i założenie dwuwymiarowej geometrii próbki jest przybliżeniem.
W przypadku badań antyelektrostatycznych warstw przewodzących grubość h naniesionej
powłoki jest wielokrotnie mniejsza od szczeliny g. Jednocześnie grubość naniesionej warstwy
nie jest jednakowa na całej powierzchni próbki, co zależy od sposobu nanoszenia powłoki
ochronnej np. malowania. Wpływ ten będzie tematem dalszych badań i pomiarów
Literatura
[1] PN-EN 61340-2-3:2002 Elektryczność statyczna. Część 2-3: Metody badań stosowane do wyznaczania
rezystancji i rezystywności płaskich materiałów stałych, używanych do zapobiegania gromadzeniu się
ładunku elektrostatycznego.
[2] Borowik L., Jakubas A., Metody kontroli właściwości materiałów służących zabezpieczaniu przed
elektrycznością statyczną, Śląskie Wiadomości Elektryczne, nr 4/2010 (91), 31-32.
[3] Lisowski M., Pomiary rezystywności i przenikalności elektrycznej dielektryków stałych, OW Politechniki
Wrocławskiej, 74-75.
[4] ASTM D 257-99 Standard test methods for dc resistance or conductance of insulating materials.
54
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO
CHOROBY ALZHEIMERA
POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH
Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak
Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki
Możliwości technologiczne w zakresie obrazowania medycznego przyczyniają się do coraz
szerszego stosowania analizy obrazów w diagnostycznych systemach medycznych. Dane
obrazowe mogą pochodzić z szeregu badań tomograficznych, w tym: ultrasonografii (USG),
tomografii komputerowej (CT) oraz rezonansu elektromagnetycznego (MRI). Obrazowanie
medyczne jest obecnie jednym z kluczowych źródeł informacji dla personelu medycznego, co
wynika w dużym stopniu z faktu, iż trafność wniosków wyciąganych przez lekarzy z tej
formy prezentacji danych jest bardzo duża w porównaniu z innymi postaciami (opis słowny,
dane numeryczne) [8]. W związku z powyższym implementacja funkcji związanych z
obrazowaniem medycznym w komputerowych systemach diagnostyki medycznej jest
wskazana, a nawet konieczna. Gromadzenie i przechowywanie obrazów z badań obecnie nie
stanowi problemu przy zastosowaniu niemal dowolnego systemu bazodanowego, jednak
analiza tego typu informacji jest zagadnieniem złożonym, które wymaga znacznie bardziej
zaawansowanych technik informatycznych [6].
Obecnie badania obrazowe stosowane są w bardzo szerokim zakresie. Stanowią kluczowy
element w diagnostyce zmian zanikowych i zwyrodnieniowych układu kostno - stawowego
oraz dają precyzyjny obraz położenia zmian o charakterze nowotworowym [1, 4].
Obrazowanie medyczne, w szczególności badanie za pomocą rezonansu magnetycznego jest
szczególnie pomocne podczas rozpoznawania stwardnienia rozsianego, zaburzeń
naczyniowych oraz choroby Alzheimera, co stanowi przedmiot niniejszej pracy.
Przeszukiwanie i porównywanie obiektów multimedialnych, w szczególności obrazów
medycznych, wymaga pozyskania informacji o zawartości przechowywanej w obiekcie
graficznym (metadanych). Wyłuskane metadane stanowią źródło informacji dla użytkownika
korzystającego z systemu, ale również dla samego systemu, który na ich podstawie może
dokonać automatycznej analizy danych. Wyróżnia się trzy podstawowe rodzaje metadanych:
zewnętrzne, sygnałowe i semantyczne. Format metadanych zewnętrznych dla obrazowania
medycznego został ujednolicony poprzez standard DICOM (Digital Imaging and
Communications in Medicine) wydany przez National Electrical Manufacturers Association.
Standard ten definiuje sposób przechowywania bitów danych składających się na obraz, jak
również około 2000 znaczników określających metadane związane z samym obrazem oraz
informacjami dodatkowymi (m. in. dane pacjenta, studium przypadku) [2].
Pozyskanie metadanych sygnałowych wiąże się przede wszystkim z wyekstrahowaniem
z treści obrazu informacji o kolorach i ich rozmieszczeniu, kształtach i teksturze. Proces
wyłuskiwania tych informacji jest często bardzo złożony i czasochłonny, stąd wynika ciągła
konieczność poszukiwania nowych metod ekstrakcji metadanych [5,7].
W pracy przedstawione zostały możliwości zastosowania metod multimedialnych baz danych
oraz analizy danych obrazowych w diagnostyce choroby Alzheimera. Celem
przeprowadzonych badań nie jest stwierdzenie istnienia choroby, lecz zbadanie pod kątem
analizy statystycznej dostępnych danych, przede wszystkim danych sygnałowych. Większość
dotychczasowych systemów diagnostycznych pozwala na przeprowadzenie analizy
55
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
statystycznej na podstawie danych numerycznych, nie badając ich związku z danymi
obrazowymi. W ramach badań sprawdzone zostały zależności pomiędzy wynikami badań
pozyskiwanych w różnych formach. Zbadane zostały zależności korelacyjne pomiędzy
metadanymi zewnętrznymi dla obiektów DICOM a wyłuskanymi z obrazów wybranymi
metadanymi sygnałowymi. Istotność wybranych atrybutów obrazowych oceniana była na
podstawie technik sprzężenia zwrotnego oraz wyznaczenia odchylenia standardowego dla
atrybutów wizualnych.
Testy eksperymentalne przeprowadzone zostały z zastosowaniem narzędzi Oracle Database
[3]. Dane do analizy pozyskane zostały z serwerów jednostek badawczych, udostępniających
swoje zasoby do celów naukowych (m. in. MedPix - Medical Image Database and Radiology
Portal, Science Photo Gallery).
Literatura
[1] DAOQIANG ZHANG, YAPING WANG, LUPING ZHOU, HONG YUAN, DINGGANG SHEN:
Multimodal classification of Alzheimer's disease and mild cognitive impairment, NeuroImage, Vol. 55,
Elsevier Ireland Ltd 2011, pp. 856–867
[2] National Electrical Manufacturers Association: Digital Imaging and Communications in Medicine
(DICOM), 2009
[3] Oracle® Multimedia DICOM Developer's Guide 11g Release 2 (11.2), Oracle Database Documentation
Library
[4] MATOUG S., ABDEL-DAYEM A., PASSI K., GROSS W., ALQARNI M.: Predicting Alzheimer’s
disease by classifying 3D-Brain MRI images using SVM and other well-defined classifiers, Journal of
Physics: Conference Series 341 (2012) 012019
[5] PRYCZEK M., TOMCZYK A., SZCZEPANIAK P. S.: Active Partition Based Medical Image
Understanding with Self-Organised Competitive Spatch Eduction, Journal of Applied Computer Science,
Vol. 18, No. 2, 2010, pp. 67–78
[6] Stanchev P. L., Fotouhi F.: MEDIMAGE – A Multimedia Database Management System for Alzheimer’s
Disease Patients, Lecture Notes in CS 2314, Recent Advances in Visual Information Systems, 2002, pp.
187 - 193
[7] STASIAK B., YATSYMIRSKYY M.: Frequency Domain Methods for Content-Based Image Retrieval in
Multimedia Databases, Methods and Supporting Technologies for Data Analysis, D. Zakrzewska,E.
Menasalvas, L. Byczkowska-Lipińska (Eds), Springer 2009, pp. 137 – 166
[8] TADEUSIEWICZ R.: Informatyka medyczna, Uniwersytet Marii Curie-Skłodowskiej w Lublinie, Instytut
Informatyki, Lublin 2011
ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION
OF THE ROAD NETWORK
TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS
Łukasz Chomątek
Technical University of Łodź
Increasing popularity of GPS devices for drivers caused the need of development of
algorithms that can be utilized for fast computation of path between two or more points on the
map. The research shown that the most efficient algorithms are these which are based on the
56
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
hierarchical division of the road network, which is prepared to reduce number of edges that
are included in the search process. Such algorithms usually handle the static case, where
travelling time for each road segment is constant. This satisfies almost all users, but in some
cases actual travelling time should be taken into account to prepare the best itinerary.
Nowadays in large cities some systems are applied to measure traffic density which can be
further used for optimization of the urban area traffic. In this article a method of adaptation of
an artificial hierarchical division of the road network is proposed. The work is organized as
follows: at first, methods of solving Single Source Shortest Path (SSSP) problem and the
possibilities of extensions of this methods to the dynamic case are briefly described. Later we
show the algorithm for adaptation of the hierarchical division algorithm to the dynamic case.
Finally we present obtained results and proposal of further research.
The base for almost all algorithms for finding SSSP problem are based on Dijkstra’s
algorithm which used priority queue for indexing nodes in graph. However it was faster than
breadth or depth first search methods, it shortly turned out, that for large graphs some
improvements must be made. Some of known algorithms which reduce the search space are
A* (Hart, Nilsson i Raphael, 1968) and bidirectional version of Dijkstra’s search
(Champeaux, 1983). The first one computes the priority of each node using a heuristic
function, and the second consist of two independent searches - one performed in usual
direction, and a backward search. Further extensions for this algorithms were proposed by
various authors. The different approach is proposed by Gutman (Gutman, 2004) and Sanders
(Sanders i Schultes, 2005). Their algorithms were designed to reduce number of edges which
can be examined during the search. In the first algorithm, the term of “reach” index for node
was introduced, which was calculated by checking how many shortest paths contains a certain
node. The more “reach” the node has, the higher it lays in the hierarchy. Highway Hierarchies
algorithm was based on the observation that when a driver has to have a long trip, he drives to
the motorway or chooses the major road, and when he is near the destination he leaves it and
chooses the smaller roads. Such a division is given by the government of almost all countries
but in some cases one need to prepare his own division to fulfill his own criteria. Highway
Hierarchies is a two-phase algorithm. In the first phase the division of the road network into
hierarchy levels is performed and in the second phase the algorithm responses to actual
queries.
Although mentioned algorithms work perfectly with static case (weight of each road segment
is constant during the search, namely, it is not time dependent), real traffic data can be utilized
to build a time-dependent map of the road network. To handle such a modification, some
changes must be made to the SSSP algorithms. In the literature one can find dynamic variants
of almost all algorithms mentioned earlier. More sophisticated algorithms are designed to
handle traffic changes which happen during the trip. One of the major problems in the
dynamic SSSP is large number of traffic data associated with each node or the road segment.
In (Yu i Li, 2009), (Demiryurek, Banaei-Kashani, Shahabi i Ranganathan, 2011) one can find
an attempt for optimization of the storage space needed to store traffic information.
In the previous works (Chomątek, Multi-agent approach for building Highway Hierarchies
graph, 2010) (Chomątek i Poniszewska-Marańda, Multi-agent System for Parallel Road
Network Hierarchization, 2012), an extension of Highway Hierarchies algorithm was
presented. The idea of Parallel Hierarchies is to divide the road network graph to a certain
number of sectors and construct a hierarchical division of a road network independently for
each sector. Currently the division is based on the randomly chosen nodes, where each of
them is mentioned as a center of the sector. Such nodes can be also used as landmarks for the
modification of ALT algorithm. The algorithm which is responsible for hierarchical division
in each sector is Highway Hierarchies mentioned later. Due to the algorithm specification,
total construction phase time for all sectors is faster than for whole graph. What is more, we
57
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
the query algorithm was adjusted to work with road network divided into regions. Number of
visited nodes during each search is significantly lower than in Highway Hierarchies.
Currently our work is focused on application of parallel hierarchical division and querying
algorithm. As number of data associated with the nodes and road segments in Highway
Hierarchies needed for storing algorithm-dependent data is rather low, we decided to keep the
copy of traffic data for each sector. Obtained results show that preparing a hierarchical
division with use of real traffic data, can affect the final shape of the found path. Parallel
Hierarchies can be utilized to generate multiple divisions in a shorter time than the base
version of this algorithm. What is more, for each network sector any improvement of the
inner algorithm can be applied. However proposed algorithm gives the good results, it cannot
calculate the exact solution. Further work will be focused on the three aspects of the problem:
 finding the optimal solution
 various methods of division of the road network to the sectors
 extension of the weights assignment process, for solving other problems like Vehicle
Routing Problem and Quadratic Assignment Problem
References
[1] Champeaux, D. (1983). Bidirectional heuristic search again. J. ACM, 30(1), 22-32.
[2] Chomątek, Ł. (2010). Multi-agent approach for building Highway Hierarchies graph. W Information
Systems Architecture and Technology. System Analysis Approach to the Design, Control and Decision.
[3] Chomątek, Ł. i Poniszewska-Marańda, A. (2012). Multi-agent System for Parallel Road Network
Hierarchization. W Artificial Intelligence and Soft Computing (Tom 7268, strony 424-432). Springer Berlin
/ Heidelberg.
[4] Demiryurek, U., Banaei-Kashani, F., Shahabi, C. i Ranganathan, A. (2011). Online computation of fastest
path in time-dependent spatial networks. SSTD'11 Proceedings of the 12th international conference on
Advances in spatial and temporal databases , (strony 92-111).
[5] Gutman, R. (2004). Reach-based routing: A new approach to shortest path algorithms optimized for road
networks. SIAM, (strony 100-111).
[6] Hart, P., Nilsson, N. i Raphael, B. (1968). A formal basis for the heuristic determination of minimum cost
paths. Systems Science and Cybernetics, IEEE Transactions on, 4(2), 100-107.
[7] Sanders, P. i Schultes, D. (2005). Highway hierarchies hasten exact shortest path queries. LNCS, 3669, 568-579.
[8] Yu, Y. i Li, B. (2009). Real-time Traffic Data Management for Dynamic Vehicle Navigation System.
Geoinformatics, 2009 17th International Conference on, (strony 1-5).
PERFORMANCE OF SOME NOVEL
OPTIMIZATION TECHNIQUES
Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski
Częstochowa University of Technology
Faculty of Electrical Engineering
Introduction
Optimization problems arise in many problems in electrical engineering, e.g. parameter
estimation for hysteresis models [1-3], design of electric machines and devices
58
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[4-6], etc. Classical methods used for solving highly nonlinear problems are sometimes slow
convergent or not robust enough, therefore much attention is paid to alternative approaches
based e.g. on artificial intelligence methods.
In order to compare the performance of optimization algorithms, a number of benchmark
problems with known solutions has been proposed [7-10]. A similar approach is applied in
cryptography to test the strength of developed ciphers. The aim of the present paper is to
provide a useful comparison of some novel optimization algorithms. Particular attention shall
be paid to algorithms mimicking social-behavioural collective action, e.g. Particle Swarm [10,
11]. Collective interaction between similar units is well recognized e.g. in ferromagnetism
[12], where it has been transformed into a very successful concept of “effective field” [13].
This century-old idea has become the cornerstone of many contemporary descriptions of
magnetization phenomenon. An interesting association of the idea of collective interaction
with the concepts advanced by such renowned scientists and philosophers as Isaak Newton,
Thomas Hobbes, Adam Smith and John Locke, as well as by the XXth century economists,
has been presented in Ref. [10]. Father of contemporary non-equillibrium thermodynamics I.
Prigogine has noticed that global order emerges from chaos at local level.
In the abstract, the Himmelblau function is shown as an example of a multi-modal benchmark


2
function. It is given with the relationship f ( x1 , x2 )  ( x1  x2  11)2  x1  x2  7
and
defined in the domain x1 , x2   5;5 . The function is depicted in Fig. 1. White dots depict the
function minima.
2
2
Fig.1. Himmelblau function
The function has one local maximum at ( x1 , x2 )  (0,270845;0,923039) , where
f ( x1, x2 )  181,617 , and four identical minima equal to zero at ( x1, x2 )  (3;2) ,
( x1, x2 )  (2,805118;3,131312) , ( x1, x2 )  (3,779310;3,283186) ,
as
well
as
( x1, x2 )  (3,584428;1,848126) .
The Matlab implementations of PSO, SCE and SIMPSA [14] were used for comparison. The
same guess point ( x1, x2 )  (0;0) and the same initial state of pseudorandom generator was
kept throughout the tests. In an exemplary test run, PSO has found the fourth minimum after
25,555408 seconds, SCE has “jumped” into the first minimum after just 0,448954 seconds,
whereas SIMPSA has found the first minimum after 0,509514 seconds (using the same
machine of course). The Matlab workspace has been cleaned between the tests to avoid any
side-effects. The default options for all considered algorithms were used.
The full paper shall discuss the implementation details of all considered algorithms, the
comparison methodology and the details of selected benchmark functions in more detail.
59
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Acknowlegements
K. Chwastek is grateful for support within the framework of research grant N N510 702540
from National Centre of Science.
References
[1] Chwastek K., Szczygłowski J., “Identification of a hysteresis model parameters with genetic algorithms”,
Mathematics and Computers in Simulation 71 (2006) 206-211
[2] Chwastek K., Szczyglowski J., “An alternative method to estimate the parameters of Jiles-Atherton model”,
Journal of Magnetism and Magnetic Materials 314 (2007) 47-51
[3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., “Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis
parameters estimation by modified Differential Evolution strategies”, Expert Systems with Applications 39
(2012) 2021-2025
[4] Petkovska L., Cvetkovski G., “Genetic algorithm coupled with FEM to solve design optimization problem
of an inductor”, Przegląd Elektrotechniczny 12 (2006) 100-103
[5] Marčič T., Štumberger B., Štumberger G., Hadžiselimovič M., Virtič P., “Determining parameters of a linestart interior Permanent Magnet Synchronous Motor by the Differential Evolution”, IEEE Transactions on
Magnetics 44 (2008) 4385-4388
[6] Azzaoui S., Srairi K., El Hachemi Benbouzid M., “Non linear magnetic hysteresis modelling by Finite
Volume Method for Jiles-Atherton model optimizing by a genetic algorithm”, Journal of Electromagnetic
Analysis and Applications 3 (2011) 191-198
[7] Floudas C.A., Pardalos P.M., “A collection of test problems for constrained global optimization
algorithms”, Lecture Notes in Computer Science 455, Springer-Verlag (1990)
[8] Horst R., Pardalos, P.M. (Eds.), “Handbook of global optimization”, Kluwer (1995)
[9] Oldenhuis R., Delft University of Technology, “
”
www.mathworks.com/matlabcentral
[10] Mishra S. K., “Some new test functions for global optimization and performance of repulsive particle
swarm method” MPRA paper No. 2718, posted 7.11.2007, http://mpra. ub.uni-muenchen.de/2718/
[11] Kennedy J., Eberhart R., “Particle Swarm Optimization“, Proc. IEEE Int. Conf. on Neural Networks, Perth,
Australia, 1995, IV:1942-1948
[12] Vicsek T., “A question of scale”, Nature 411(2001) 421
[13] Weiss P., “L’hypothèse du champ moléculaire et la propriété ferromagnétique”, J. de Phys. 4 o série, t. VI
(1907) 661-690
[14] Donckels B., Ghent University, Particle Swarm Optimization, Shuffled Complex Evolution and SIMPSA
(Nonlinear Simplex + Simulated Annealing) Matlab toolboxes, www.mathworks.com/matlabcentral
WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH
DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY
Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Strategie ewolucyjne (SE) należą do klasy stochastycznych metod optymalizacji globalnej
[1]. Znajdują zastosowanie przede wszystkim w nieliniowych problemach optymalizacji
ciągłej. SE inspirowane są zasadami ewolucji biologicznej i dziedziczności. W iteracyjnym
procesie przeszukiwania przestrzeni rozwiązań przetwarza się populacje osobników
reprezentujących parametry zadania oraz parametry SE. Osobniki oceniane są pod względem
przystosowania do środowiska określonego funkcją celu i ograniczeniami. Osobniki najlepiej
przystosowane formują populację przetwarzaną w następnej generacji. W każdej iteracji
60
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
algorytmu osobniki przetwarza się za pomocą operatorów genetycznych (rekombinacji oraz
mutacji), które generują punkty próbkujące przestrzeń rozwiązań. Znamienną cechą SE jest
to, że parametry mutacji podlegają adaptacji w procesie ewolucyjnym.
Modelowanie pętli histerezy wymaga wyznaczenia optymalnego zestawu parametrów
modelu. Do tego celu stosowane są różne techniki optymalizacyjne, w tym algorytmy
ewolucyjne [2, 3]. W niniejszej pracy rozważono wykorzystanie strategii ewolucyjnych do
estymacji parametrów fenomenologicznego modelu zaproponowanego przez Takácsa [4,5]
uzupełnionego o składnik reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu
magnesowania.
Model Takácsa jest oparty na nieliniowej transformacji typu tangens hiperboliczny. Zmienna
na osi x została zidentyfikowana jako tzw. pole efektywne, natomiast zmienna na osi y jako
magnetyzacja [6]. Pole efektywne reprezentuje kooperatywne oddziaływanie pomiędzy
momentami magnetycznymi wewnątrz materiału, w pierwszym przybliżeniu jest ono
wyrażone za pomocą dodatniego sprzężenia w systemie jako Heff = H + M. Pole efektywne
może być uzupełnione o dodatkowe czynniki, pozwalające przykładowo na opis procesu
magnesowania materiału przy podwyższonej częstotliwości wymuszenia [6, 7].
W równaniach modelu rozważanych uprzednio w pracach [6, 7] składowa magnesowania
związana z procesami odwracalnymi była pominięta w celu ich uproszczenia. W pracy [7]
wykazano, że struktura równań uproszczonego modelu Takácsa jest równoważna strukturze
równań modelu Chuy-Stromsmoe [8].
Do optymalizacji modelu histerezy zastosowano kanoniczną wersję strategii ewolucyjnej
SE(/+) [1]. Osobnik składa się z dwóch chromosomów – wektora parametrów zadania x
i wektora parametrów mutacji : [x1 x2 … x5 1 2 … 5], gdzie xi to kolejno: parametr
kooperatywne oddziaływanie pomiędzy momentami magnetycznymi, parametr kształtu pętli
histerezy, parametr określający natężenie koercji w warunkach quasi-statycznych, parametr
reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu magnesowania oraz
magnetyzacja nasycenia. Operator rekombinacji produkuje osobnika potomnego poprzez
krzyżowanie  osobników wylosowanych z populacji rodziców. Zastosowano krzyżowanie
dyskretne [1]. Mutacja wprowadzająca perturbację osobnika przebiega wg rozszerzonego
schematu log-normalnego [1]. Przyjęto zalecane liczebności populacji [9]:  = 15,  = 7
oraz  = 2. Liczba iteracji SE wynosiła 100.
Na rys. 1 pokazano dopasowanie modelu do danych empirycznych. Wartości parametrów
modelu znalezione przez SE, zapewniające minimum błędu dopasowania (MSE = 2,6455109
[(A/m)2]) były następujące:  = 9,6801106 [-], a = 115,04 [A/m], Hc0 = 45,04 [A/m],
rev = 3,139410-4 [-] oraz Ms = 1,1933106 [A/m]. Wyniki osiągane przez SE były stabilne –
odchylenie standardowe błędu MSE w 30 uruchomieniach algorytmu wyniosło 1,7343106
[(A/m)2].
SE stanowią skuteczne narzędzie optymalizacji ciągłej problemów wielomodalnych. Dzięki
wbudowanemu mechanizmowi ucieczki z minimów lokalnych oraz samoadaptacji
parametrów zwiększa się prawdopodobieństwo osiągnięcia rozwiązań optymalnych globalnie.
W pełnej wersji pracy przedstawione zostaną wyniki modelowania pętli histerezy nie
osiągających nasycenia oraz otrzymanych przy podwyższonej częstotliwości magnesowania.
Przewiduje się wykorzystanie do tego celu rozszerzenia modelu quasi-statycznego
przedstawionego w pracach [6,7].
61
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 1. Pętle histerezy przy nasyceniu dla blachy prądnicowej M330-35 A
(w warunkach quasi-statycznego przemagnesowania)
Podziękowania
Praca wykonana w ramach realizacji grantu N N510 702540 przyznanego przez Narodowe
Centrum Nauki.
Literatura
[1] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natur. Comput., Vol. 1,
No. 1. pp. 3-52, 2002.
[2] Toman M., Štumberger B., Dolinar D., “Parameter identification of the Jiles-Atherton hysteresis model
using differential evolution”, IEEE Trans. Magn. Vol. 44 No. 6 (2008) 1098-101.
[3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., “Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis
parameters estimation by modified Differential Evolution strategies”, Expert Syst. Appl. 39 (2012) 2021-5.
[4] Takács J., “A phenomenological mathematical model of hysteresis”, COMPEL Int. J. Comp. Math. E. E.
Eng. Vol. 20 No. 4 (2001) 1002-14.
[5] Takács J., “Mathematics of hysteretic phenomena”, Wiley-VCH, Weinheim 2003.
[6] Chwastek K., “A dynamical extension to the Takács model”, Physica B 405 (2010) 3800-2.
[7] Chwastek K., “Modelling hysteresis loops in thick steel sheet with the dynamic Takács model”, w druku
w Physica B 407 (2012), doi:10.1016/j.physb.2012.05.040
[8] Chua L., Stromsmoe K. A., “Lumped-circuit models for nonlinear inductors exhibiting hysteresis loops”,
IEEE Trans. Circ. Theor. 17 (1970) 564-74.
[9] Bäck T.:. Evolutionary Algorithms in Theory and Practice. Oxford University Press, New York, 1996.
62
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY
USING FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET
Antoni Cieśla
AGH – University of Science and Technology, Kraków, Poland
Introduction
High – gradient magnetic separators (HGMS) offer the potential for higher product purity and
reduced operating and maintenance costs relative to alternative chemical, physical, or gravity
separation processes.
The early high-intensity magnetic separators (HIMS) used in the mineral industry were
resistive electromagnets using either cooled copper coils or new ceramic permanent magnets
(rare earth). About twenty years ago, superconducting magnets made their first entry into these
applications, and, since that time, their number and popularity has steadily increased [1].
To have an industrial potential, a superconducting separator must meet the following requirements
[2], [3]:
 all cryogenic constraints on its operation (helium supplies, maintenance calling for
specially trained technical staff, etc.) must be eliminated; and
 the operating costs must be low.
In other words, it is essential that a superconducting separator be a self-contained system, that
it require minimum maintenance and that it be reliable.
The technique of magnetic separation with superconducting magnets enables the extraction
from a solid/water suspension of superfine (even colloidal) particles that are only weakly
magnetic. It finds its application in the mineral industry for the purification of industrial
minerals, in particular kaolin and tale. It is also of interest for other fields such as chemistry,
biology and, especially, the environment. The application of this technique has enabled the
extension of magnetic separation to ores that cannot be economically upgraded by any other
means as well as to completely different fields of activity. It has, in particular, led to pushing
back the frontiers of standard separation methods.
Construction of the Superconducting Magnet of Free Helium Type
All superconductors require cryogenic technology for any application. Description of this
engineering field, in which most applications are not motivated by superconductors, is outside
the scope of the paper, but the reader should be aware that future successes in this field in
reducing the cost, size weight, unreliability, etc. of cryogenic equipment will have a direct and
strong bearing on how quickly various applications mentioned here can be commercialized.
Application of cryocoolers, to refrigeration of the magnet, has highly simplified its
construction and the whole co-operating scheme. Fig. 1 shows the overview of
superconducting magnet with cryocooler.
While comparing constructions of the two magnets: magnet refrigerated with liquid helium
and with cryocooler, it can be seen, that in the case of magnet refrigerated with cryocooler,
the construction is highly simplified so the conditions for using a superconducting magnet are
mostly met. The construction of the magnet refrigerated with cryocooler eliminates the need
for cooling the magnet winding in helium bath. Therefore the vacuum system is the only
element of the complex infrastructure, which makes the application of superconducting
magnet equipped with cryocoolers very attractive for economic reasons [4].
63
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig. 1. Overview of the Free Helium Magnet type, model HF10-100VHT-B
The author carried out the research on kaolin separation as it is shown in Fig. 2 and 3. The
investigations were conducted in a magnetic separator, in which the superconducting magnet
of Free Helium Type was the source of the field. The magnet main body: model HF 10100VHT-B, produced by Sumitomo Heavy Industries, LTD (SHI) [5]. The described magnet
can induce a magnetic field up to 10 T, that can provide a superior separation force and result
high capacity slurry beneficiation. As the separation force is proportional to a field and a field
gradient, then 10 Tesla systems offer unrivalled performance. Thus, it can be concluded, that
10 Tesla = high throughput = the highest available separation force.
a)
b)
6
1
3
2
7
9
8
4
5
Fig. 2. Superconducting matrix separator for HGMS: a) scheme of the separator, b) matrix of the and their filling
1 – matrix of the separator (b), 2 – winding of the superconducting magnet, 3 – container for feed to be
separated, 4 – stream of feed, 5 – stream of rinse water, 6 – stream of separation product, 7 – container for
separation product, 8, 9– valves
a)
b)
Fig. 3. Overview of the experimental system with the Free Helium Magnet type, used to enrichment of kaolin
clay (a), matrix of the separator inside of the magnet channel (b)
64
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Separation of Kaolin Clay
During the realization of the project “Extraction of highly dispersed products from raw
materials and mineral waste in extremely strong magnetic fields (up to 10 T) with the use of
superconducting magnet – FREE HELIUM MAGNET” (project No N N524 393834/P), the
author and his research team conducted, among others , the research on kaolin clay
enrichment. [6]
Kaolin is a naturally occurring white clay consisting of microscopic platelets of aluminum
silicate. It has scores of diverse uses, but the most important is coating and filling paper.
The experiments of magnetic separation conducted under the influence of strong magnetic
fields of selected materials, hard or very hard to be enriched, such as kaolins with < 0.015 mm
grain- size distribution, from Turów and Czerwona Woda resulted in a significant output of
iron and titanium in magnetic fractions reaching 50% at the 8T induction for both of the
examined kaolins. The analyzed separation effectiveness for titanium in kaolins of Czerwona
Woda can reach even 75%. The results were obtained for the input materials undergoing the
alkaline-depressive treatment which contributed to the increase in the degree of those metals
carriers’ release. The result has proved high efficiency of applied separation conditions in
strong magnetic fields if the components being removed are in the release state.
Fig. 4. shows a technological scheme of one of the experiments, in which kaolin was made to
flow through the separator matrix seven times at the magnetic field induction equal to 5 T.
The other separation conditions remained the same. On the basis of the obtained results
(shown in Fig. 5) it can be seen that multiseparation at strong magnetic field leads to a
significant extraction of non-useful components from kaolin (Fe2O3 i TiO2).
slury of kaolin clay
(< 0,015 mm)
separation 5T, 1x
FNM 1
separation 5T, 2x
FNM 2
FM 1
separation 5T, 2x
FNM 3
separation 5T, 2x
FM 2
FNM 4
FM – magnetic fraction
FNM – nonmagnetic fraction
Fig. 4. Technological scheme of one of the experiments
Fig.5. Fe2O3 and TiO2 increase in a magnetic fraction in dependence of the number of separation cycles
65
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Consclusions
The output of the research can be considered a great step forward as for a better understanding
of the mechanisms of the separation process in the case of highly scattered heavy metals’
carriers in the shape of low magnetic and extremely small grains.
The studied phenomena have indicated new approaches to the creation of technological basis
of heavy metals’ purifications of materials with special applications. Furthermore, the
research has determined the possibilities of application of superconducting separation as
regards the obtaining of useful components scattered in mineral raw materials, whose
properties have not been described yet. The examination of the output products can
undermine the present knowledge concerning a character of valuable admixtures or
contaminating impurities in the studied materials.
References
[1] Ohara T. et al.: Magnetic separation using superconductin magnets, Physica C 357 – 360 (2001), 1272 –
1280
[2] Gillet G., Diot F.: Technology of superconducting magnetic separation in mineral and environmental
processing, Minerals & Metallurgical Processing, Vol. 16, No 3, August 1999, 1 – 7
[3] Cieśla A: Use of the superconductor magnet to the magnetic separation. Some selected problems of
exploitation. International Journal of Applied Electromagnetics and Mechanics 19 (2004) IOS Press, 327 –
331
[4] Cieśla A.: Superconducting Magnet of Free Helium Type Used for the Filtration in Environmental
Processing. Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), R. 86, Nr 5/2010, pp.
181 - 184
[5] SHI Doc. No.: CA1205-0035B (28 December 2006)
[6] Cieśla A., Łuszczkiewicz A., Kicka J., Chudyba K.: Report from project No N N524 393834/P, 2010, in
Polish (unpublished)
WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO
NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO
I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA
U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2
I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM
Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz,
Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń
Śląski Uniwersytet Medyczny w Katowicach
Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu
Wyniki dotychczasowych badań doświadczalnych i klinicznych wskazują na korzystny
wpływ oddziaływania wolnozmiennych pól magnetycznych na układ sercowo-naczyniowy.
Celem badań była ocena zachowania się parametrów zmienności rytmu zatokowego
i parametrów uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia u chorych z cukrzycą typu 2
66
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
i nadciśnieniem tętniczym bez powikłań narządowych poddanych cyklowi ekspozycji
w wolnozmiennym polu magnetycznym w ramach magnetoterapii. Badaniu poddano 32
pacjentów (16 kobiet i 16 mężczyzn) spełniających kryteria włączenia i wyłączenia,
podzielonych losowo na dwie równoliczne grupy różniące się parametrami fizycznymi
stosowanego pola magnetycznego. Kryteria włączenia do badania obejmowały: wiek poniżej
60 roku życia w chwili rozpoczęcia badań, rozpoznanie cukrzycy typu 2 - co najmniej 4 lata
przed rozpoczęciem badania, nadciśnienie tętnicze łagodne lub umiarkowane, brak cech
przerostu mięśnia sercowego we wstępnej ocenie ultrasonograficznej, wyrównanie wartości
ciśnienia tętniczego w momencie rozpoczęcia badań, wyrównanie gospodarki
węglowodanowej w momencie rozpoczęcia badań, świadomą zgodę pacjenta na przystąpienie
do programu badań. Kryteria wyłączenia obejmowały powszechnie uznane przeciwwskazania
do stosowania leczenia wolnozmiennym polem magnetycznym. Ponadto z badań wykluczono
osoby z chorobami kardiologicznymi, endokrynologicznymi i pulmonologicznymi,
w przebiegu których mogą występować patologie układu wegetatywnego, pacjentów
z zaburzeniami przewodnictwa śródkomorowego (bloki odnóg pęczka Hisa i zespół
preekscytacji), a także chorych zażywających leki o udowodnionym istotnym wpływie na
zachowanie się spontanicznej zmienności rytmu serca (beta-blokery, blokery kanału
wapniowego). Pacjenci z cukrzycą typu 2 byli leczeni doustnymi lekami hipoglikemizującymi
i ew. 1 dawką insuliny długo działającej podawaną w godzinach wieczornych.
Przed rozpoczęciem cyklu ekspozycji u pacjentów wykonano wstępne badanie lekarskie
podmiotowe i przedmiotowe, badanie ultrasonokardiograficzne, 12-odprowadzeniowy zapis
EKG, a także rejestrację zmienności rytmu zatokowego (HRV) oraz uśrednionego EKG
wysokiego wzmocnienia w dziedzinie czasu (U-EKG). Następnie chorzy zostali poddani
cyklowi magnetoterapii obejmującemu 15 codziennych ekspozycji okolicy klatki piersiowej,
trwających 12 minut: grupa pierwsza (S) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu
sinusoidalnym, częstotliwości impulsów 40 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mT,
a grupa druga (P) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu prostokątnym, częstotliwości
impulsów 10 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mT. W 10 i 15 dniu cyklu ekspozycji
powtórzona została nieinwazyjna rejestracja elektrokardiologiczna (HRV, U-EKG).
U badanych pacjentów nie stwierdzono istotnych zmian wartości ciśnienia tętniczego
i częstości tętna w trakcie cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości wyjściowych. W zakresie
analizy czasowej zmienności rytmu zatokowego obserwowano istotne statystycznie
zmniejszenie wartości parametrów mRR, SDNN i pNN50 w obu badanych grupach
pacjentów (S i P), zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości
wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W zakresie
analizy spektralnej zmienności rytmu zatokowego obserwowano przemijające, istotne
statystycznie zmniejszenie całkowitej mocy widma w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do
wartości wyjściowych, istotne statystycznie zmniejszenie mocy widma w zakresie wysokich
częstotliwości HF i niskich częstotliwości LF w obu grupach pacjentów (S i P), zarówno w
10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych (przy czym spadek
tych wartości był większy w 10 dniu cyklu), a także istotny statystycznie wzrost mocy widma
w zakresie bardzo niskich częstotliwości VLF w 15 dniu cyklu ekspozycji. Ponadto w obu
grupach pacjentów (S i P) stwierdzono istotne statystycznie zmniejszenie wartości wskaźnika
LF:HF w stosunku do wartości wyjściowych, zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu
magnetoterapii, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W analizie
parametrów ilościowych uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia w obu grupach
pacjentów (S i P) obserwowano zarówno w 10, jak i 15 dniu cyklu ekspozycji znamienne
statystycznie zmniejszenie wartości parametrów U-QRS i RMS40 w stosunku do wartości
wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. Ponadto w obu
grupach pacjentów (S i P) obserwowano istotne statystycznie zmniejszenie wartości
parametru LAS40 w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych
67
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Na podstawie uzyskanych wyników wykazano, że wolnozmienne pole magnetyczne o
parametrach fizycznych stosowanych w magnetoterapii nie wpływa na wartości ciśnienia
tętniczego i częstość tętna, w korzystny sposób modyfikuje zachowanie się zmienności rytmu
zatokowego, poprzez przywrócenie równowagi układu wegetatywnego w wyniku
zmniejszenia nadmiernej aktywności współczulnej, a także powoduje korzystną tendencję do
zmniejszenia czasu trwania uśrednionego zespołu QRS, co pośrednio przemawia za
możliwością redukcji ryzyka powstawania późnych potencjałów komorowych u pacjentów
z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym. Przemijające zmniejszenie całkowitej mocy
widma w analizie czasowej HRV stwierdzone w 10 dniu cyklu ekspozycji w wolnozmiennym
polu magnetycznym, któremu towarzyszy znamienny spadek wartości SDDN stanowić może
zjawisko potencjalnie niekorzystne dla bezpieczeństwa terapii. Z wykonanych badań wynika,
że na uzyskane efekty oddziaływania wolnozmiennego pola magnetycznego o parametrach
fizycznych stosowanych w magnetoterapii na czynność elektryczną serca pacjentów
z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym nie wpływa w istotny sposób kształt impulsu
oraz częstotliwość stosowanego pola magnetycznego, a głównym czynnikiem decydującym o
efekcie biologicznym tego oddziaływania wydaje się być wartość indukcji pola
magnetycznego oraz przewlekły charakter ekspozycji. Uzyskane wyniki wskazują na
możliwość wykorzystania magnetoterapii jako metody wspomagającej leczenie
farmakologiczne u pacjentów z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym.
THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR
ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR
Anca Ciobanu, Elena Helerea
Transilvania University of Brasov
Faculty of Electrical Engineering and Computer Science
For the last two decades, studies regarding fault diagnosis in the induction motors were
accomplished and, in particular, a substantial research was dedicated to broken rotor bar faults
and to their non-intrusive diagnosis techniques development. According [1], broken rotor bar
represents approximately 5% from induction motor faults and yet it is the most studied fault
type. Since 1988 Kliman et. al [2], used the stator currents and voltages measurement method
to detect the presence of broken rotor bar. Some recent studies were based on the finite
elements techiques [3]-[5], through which more necessary information for the diagnosis was
provided. Other researches were focused on MCSA (Motor Current Signature Analysis) [6] to
detect the induction motor electrical and mechanical faults. A different approach to the broken
bars was made in terms of the motor’s heating problem [7], where there are still technical
challenges, although many scientific papers have been developed.
The influence of the broken rotor bar on the induction motor behaviour in terms of stator and
rotor currents, torques, losses and motor heating is analyzed and studied in this paper. Thus,
modeling and simulation of the induction motor without / with broken bar fault by finite
element method were performed. Simulation results were confirmed by experimental data.
68
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Experimental setup
A testing bench control was designed for the induction motor behavior study. As samples
were considered three identical rotors with a total of 22 bars, and a stator designed for motors
with rated power of 0.37 kW and speed of 1500 rpm. Two rotors were deliberately damaged
by drilling holes in the bars and then used with the same stator, for a better accuracy of the
tests (Fig.1).
Fig.1 Experimental setup and the two damaged rotors.
The simulation of the induction motor operation without/with broken bars are based on 2D
finite element method. In the case of broken bars the rezistivity is 105 higher than the healthy
bar rezistivity [8].
Analysis and study of the broken rotor bars influence
No-load, short-circuit and load tests were performed in order to analyze the influence of
broken rotor bars on the induction motor behavior.
The stator currents value of the healthy motor is very close to the stator current value of the
faulty motor. At the rotor turning, every rotor bar successively meets the winding slots, so
each bar will be influenced by the stator magnetic field and all the rotor bar currents become
uniform around the rotor periphery. It can be observed that the adjacent bars amplitude has
the highest value around the broken bars and this explains why and how do broken bar faults
propagate (Fig.2).
When a bar is broken or partially broken, some of the initial current flowing through that bar
will be redistributed to the adjacent bars leading to Joule losses increasing. The flux
distribution around broken bar changes, this phenomenon resulting in increased steel losses in
the bar next affected [9].
a)
c)
b)
Fig.2. Experimental rotor bar current for a) healthy; b) one broken bar; c) two broken bars
69
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Broken rotor bars have an obvious influence on temperature distribution in an induction
motor. With the broken bars number increasing, the temperature rise at the same position of
the motor increases. It can be predict that the stator winding and rotor temperature rise will
dramatically increase in the motor cases with adjacent broken bars.
The undertaken analysis by the 2 D finite element method esily reveald the influence of the
broken rotor bars on the induction motor behavior in terms of electromagnetic, mechanical
and thermal field.
Acknowledgment
This paper is supported by the Sectoral Operational Programme Human Resources Development (SOP
HRD), ID76945 financed from the European Social Fund and by the Romanian Government.
References
[1] IEEE Committe Report, „Report of large motor reliability survey of industrial and commercial installations,
Part I and Part II”, IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. IA-21, pp. 853-872, July/Aug. 1985.
[2] G.B. Kliman, R.A. Koegl, J. Stein, R.D. Endicott, M.W. Madden, ”Noninvasive Detection of Broken Rotor
Bars in Operating Induction Motors” IEEE Trans on Energy Conversion, Vol.3, No.4, (December 1988),
pp. 873-879, ISSN 0885-8969.
[3] C.-E. Kim, Y.-B. Jung, S.-B. Yoon, D.-H. Im, “The Fault Diagnosis of Rotor Bars in Squirrel Cage
Induction Motors by Time-Stepping Finite Element Method”, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 33,
no. 2, pp. 2131-2134, March 1997
[4] A. Bentounsi, “On Line Diagnosis of Defaults on Squirrel Cage Motors Using FEM”, IEEE Transactions
on Magnetics, vol. 34, no 5, pp. 3511-3514, September 1998.
[5] L. Weili, X. Ying, S. Jiafeng, L. Yingli, “Finite-Element Analysis of Field Distribution and Characteristic
Performance of Squirrel-Cage Induction Motor With Broken Bars”, IEEE Transactions on Magnetics, vol.
43, no. 4, pp. 1537-1540, April 2007.
[6] W.T. Thomson, R.J. Gilmore, “Motor current signature analysis to detect faults in induction motor drives
— fundamentals, data interpretation and industrial case histories”, Proceedings of the 32nd Turbomachinery
Symposium, Houston, TX, USA, 2003, pp. 145–156.
[7] R. Casimir et al. „Comparison of Modeling Methods and of Diagnostic of Asynchronous Motor in Case of
Defects”, International Power Electronics Congress - CIEP, 9th IEEE International Power Electronics
Congress - Technical Proceedingss, pp. 101-108, ISBN 0-7803-8790-2, Celaya, Mexico, October, 2004.
[8] C. W. Steele, Numerical Computation of Electric and Magnetic Fields. New York: Chapman & Hall, (1997).
POLE MAGNETYCZNE
I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA
Katarzyna Ciosk
Politechnika Świętokrzyska, Kielce
Separatory cząstek ferromagnetycznych znajdują zastosowanie zarówno do oczyszczania
materiałów z elementów żelaznych, jak też do wzbogacania rud żelaza lub separacji pyłów
kominowych elektrowni węglowych. Ze względu na dwa rodzaje obróbki materiałów
mineralnych, na sucho i mokro, stworzono dwie wersje konstrukcyjne modelu badawczego:
70
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
1) separator wielowałkowy z poziomymi wałkami do oczyszczania suchego minerału
opisany m. in. w pracy [1]
2) separator jednowałkowy z wałkiem umocowanym pionowo, przeznaczony głównie do
minerałów zawartych w pulpie wodnej [2].
Separator magnetyczny wersji z jednym wałkiem składa się z rdzenia magnetycznego i cewki
wzbudzenia, zasilanej ze źródła prądu stałego, natomiast panel separujący zawiera jeden
wałek usytuowany pionowo. Wałek ten, wykonany ze stali, umieszczony w cylindrycznej
osłonie niemagnetycznej, napędzany jest z niewielką prędkością za pomocą napędu
elektrycznego wolnoobrotowego. Minerał przeznaczony do oczyszczenia podawany jest przez
wlot w dwóch obszarach umieszczonych w górnej części wałka. Cząstki niemagnetyczne
minerału opadają pionowo w dół do wylotu oczyszczonego materiału, natomiast cząstki
magnetyczne pod wpływem niejednorodnego pola magnetycznego osadzają się na
cylindrycznej osłonie w miejscu jej sąsiedztwa z gwintem wałka. Pod wpływem obrotu wałka
cząstki magnetyczne wyprowadzane są ze strefy przelotu minerału do wylotu koncentratu
magnetycznego. Skuteczność oczyszczania minerałów z wtrąceń magnetycznych zależy od
rozkładu pola magnetycznego w szczelinie roboczej separatora. Aby odpowiednio uformować
pole magnetyczne w szczelinie należy dokonać jego obliczeń w przestrzeni trójwymiarowej
dla różnych kształtów elementów konstrukcyjnych. Przedmiotem niniejszej pracy jest
zastosowanie metody sieci reluktancyjnych (MSR) do obliczeń pola magnetycznego i pola sił
w szczelinie separatora jednowałkowego śrubowego w dwóch wersjach konstrukcyjnych: z
płaskimi nabiegunnikami (W1) oraz z krzywoliniowymi nabiegunnikami zwanego dalej WK.
Model matematyczny separatora
Matematyczny model separatora śrubowego jednowałkowego określają następujące założenia
upraszczające:
1) separator reprezentowany jest przez trójwymiarową sieć sił magnetomotorycznych Fi
oraz reluktancji. Ze względu na symetrię obliczenia przeprowadzono dla ćwiartki
separatora.
2) przenikalność magnetyczna rdzenia i wałka Fe zależą od charakterystyki magnesowania
B=f(H) aproksymowanej równaniem B= 1,172 arctg 0,05H
3) nie uwzględnia się ruchu obrotowego wałka oraz obecności cząstek ferromagnetycznych
w szczelinie
Sieciowe modele reluktancyjne w przekroju poprzecznym dla separatów z płaskimi oraz
krzywoliniowymi nabiegunnnikami przedstawia rysunek 1.
a)
b)
Rys.1. Sieciowy model reluktancyjny separatora: a) separator W1, b) separator WK
71
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Wyniki obliczeń
Stosując metodę potencjałów węzłowych dla węzłów sieci reluktancyjnej uzyskano układ 935
równań nieliniowych dla potencjałów V , które rozwiązano metodą iteracyjną.
Dla separatorów śrubowych jednowałkowych W1 i WK wykonano obliczenia indukcji
magnetycznej oraz rozkładu gęstości siły działającej na cząstki ferromagnetyczne
w szczelinie roboczej. Wyniki obliczeń rozkładu składowej By indukcji magnetycznej dla W1
przedstawiono na rysunku 2. Niewielkie rozbieżności między krzywymi: teoretyczną
i eksperymentalną pozwalają stwierdzić, że stosowana do obliczeń metoda sieci
reluktancyjnych daje dobrą zgodność wyników teoretycznych i pomiarowych.
a)
b)
Rys.2. Rozkład indukcji magnetycznej w szczelinie separatora: a) wzdłuż wałka, b) w przekroju poprzecznym
Literatura
[1] Ciosk K., Gierczak E., Mendrela E.A : Pole magnetyczne i pole sił w szczelinie separatora magnetycznego
śrubowego: Wiadomości Elektrotechniczne, No 6,1994, str.236-238
[2] Ciosk K,.Gierczak E,.Mendrela E.A, Mendrela E.M.: A design of magnetic separator with quasi-travelling
magnetic field using reluctance network method - COMPUMAG, Rio de Janeiro, Nov.1997 ,pp. 91-92
[3] Praca zbiorowa pod redakcją J. Turowskiego: Analiza i synteza pól elektromagnetycznych. Warszawa
PAN, 1990
A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE
ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES
Andriy Czaban2, Marek Lis1
1
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
2
Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki
In the present paper, starting from a modified Hamilton-Ostrogradski principle,
a mathematical model of a DC drive was presented. The drive system consists of a motor,
a long elastic shaft and a load mechanism. The application of interdisciplinary approaches in
72
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
the theory of methods of mathematical modelling of drive systems makes it possible to
determine fully all parameters related to movement or design, what is not always possible for
classical approaches. For the electromechanical system we can write the Lagrangian
components as follows
if
ia
ia
ia
c1,2 (  2  1 )2
J112 J 222
*
*
T    a (ia )dia   (ia )dia   (ia )dia    f (i f )di f 

, P 
2
2
2
0
0
0
0
t
t
 (  1 )2
1
1
*   (ra  r   r )ia2 d    rf i 2f d   1,2 2
2
2
2
0
0
t 1
t
t 2
D   (uaia  uia  u f i f )d     M EM d 1d     M (2 )d 2d 
*
(1)
where T – total kinetic coenergy of the electromechanical system; P – total potential energy
concentrated in the system; * – external and internal dissipation of electric and mechanical
energy of the system; D* – energy of active and passive non-potential forces acting on the
system from the outside.
0
0 0
0 0
*
*
A variation of the action functional according to Hamilton shall be equal to zero only then,
when the dynamic system acts accordingly to the Euler-Lagrange equations:
d L* L*

 0,
dt qk qk
L*  T *  P*  *  D*
,
(2)
where L – modified Lagrange function,
*
On the basis of (1) – (2) the Lagrangian was obtained, which was subsittuted next into the
Eulera-Lagrange’ equation. After several transformations the generalized equation of electric
state of the DC motr in the normal Cauchy form was obtained
dia
 A11  ua  ria  cM   u   A12  u f  rf i f 
dt
;
di f
dt
 A21  ua  ria  cM   u   A22  u f  rf i f

,
(3)
where:
r  ra  r   r  ;
A12 
A12 
A11 
Lff


Laf  Lf  Lf



Lff Laa  La  La  Lfa Laf  Lf  Lf
Laf  Lf  Lf


Lff Laa  La  La  Lfa Laf  Lf  Lf


Lff Laa  La  La  Lfa Laf  Lf  Lf



;
A21 

Lfa Laf  Lf  Lf
1 
A22   1   
L ff  L ff Laa  La  La  Lfa Laf  Lf  Lf




;

Lfa


Lff Laa  La  La  Lfa Laf  Lf  Lf




;
;
(4)
Do analizy układu napędowego prądu stałego potrzebne są równania części mechanicznej:
73
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
d 1 1
  M EM  c1,2 (  2  1 )  1,2 (2  1 ) 
dt
J1
;
d 2
1
   c1,2 (  2  1 )  1,2 (2  1 )  M (2 ) 
dt
J1
,
(5)
In the general case the magnetic flux is a function of both machine current   (ia , i f ) .
Then the calculation of differential inductances becomes very difficult. Therefore in
modelling of DC machines the approximate methods are applied. On their basis working
magnetic fluxes are calculated. For example, machine saturation may be approximately
considered as a function of magnetization current of the machine, i.e.   ( i f ) . Such
approach results in a substantial simplification of the mathematical model of the machine, but
does not imply any model limitation. Then the coefficient L ff  L ff ( i f ) becomes nonlinear.
The analysis of transient states was carried out for two cases: in the first one the load moment
is constant, in the second one it is given with a function M O  M N sin 5t .
, s-1
80
, s-1
80
60
60
40
40
20
20
0
t, s
0
-20
0
4
8
12
t, s
16
0
Fig. 1. Transient dependence of the rotation
velocity in the first case
4
8
12
16
Fig. 2. Transient dependence of the rotation
velocity in the second case
Conclusions
In Fig. 1 a transient rotation velocity of the DC drive was depicted for the first case. Because
the shaft of the drive rotor is loaded with an active moment, initially the motor begins to
rotate in the reverse direction. As the magnetization strength increases, the drive begins to
rotate in the correct direction. The form of the dependence of angular velocity for constant
excitation supply depends to much extent on the function of variation of supply voltage of the
machine. In Fig. 2 a transient dependence of the DC drive was depicted for the second case.
Because the shaft of the drive rotor is loaded with a moment, which changes accordingly to
M  M N sin 5t
the dependence O
, the form of the function of rotation velocity should include
additional fluctuations, what is depicted in the chart. In the steady state these fluctuations
assume a correct harmonic value about 0,8 Hz.
74
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES
FOR MATHEMATICAL MODELING OF ASYMMETRICAL
STATES IN A POWER TRANSFORMER
Andriy Czaban2, Andrzej Rusek1, Marek Lis1
1
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
2
Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki
The electric connection schemes for trqanformer windings are presented in Figs. 1 and 2.
0
0
C B A
L1A
rA
i1A
u2KA
C B A
L2A
A
RA
u1rA
u1LA
r1
i2CA
i2AB
r2
uA1
u2A
L1
r2
uAB2
VS10
L2
r1
L1B
A
u2LA
u1A
u2A
i2KA
u2RA
rB
B
L1C
u2LB
r1
L1
L1
u2B
C
L2B
rC
L2
u2RB
RB
i2KB
B
L2C
Fig. 1. Electrical connection scheme of the primary
winding
L2
r2
C
RC
Fig. 2. Electrical connection scheme of the secondary
winding
Lagrangian shall be written in the following form:
t
L* (q, q, t )  T *  P*  *  D* , *   *p (t ) t  d  ,
(1)
0
where L* – modified non-force Lagrange’ function [2]; T * – total (full) kinetic coenergy of the
eelctromechanical system [2]; P – potential energy concentrated in the system, D* – energy of
active and passive non-potential forces, * – function of internal and external dissipation
energy; *p – dissipative function of the system;  – additional integration variable
For electromagnetic systems (Fig. 1, Fig. 2) the Lagrangian compoennts shall be written:
i jB
i jC
 i jA

T      jA (i jA )di jA    jB (i jB )di jB    jC (i1C )di jC  


j 1 0
0
0


1
1
  L1 Ai12A  L1Bi12B  L1C i12C    L2 A (i2 A  i2C )2  L2 B (i2 B  i2 A )2  L2C (i2C  i2 B )2  ; (2)
2
2
2
*
t
1
 (r1  rA )i12A  (r1  rB )i12B  (r1  rC )i12C r2 (i22A  i22A  i22A )  RA (i2 A  i2C )2 
2
0
 
*
 RB (i2 B  i2 A )2  RC (i2C  i2 B )2  d  ;
(3)
75
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
t
t
t
0
0
0
D   (u1 Ai1 A  u1Bi1B  u1C i1C )d    V01 (i1 A  i1B  i1C )d     (u 2 A  u 2 B )i2 A 
*
(u 2 B  u 2C )i2 B  (u 2C  u 2 A )i2C  d  ,
(4)
Substituting Lagrangian (1) into the Euler-Lagrange’ equation:
d L* L*

 0, k  1,..., 6
dt qk qk
(5)
the differential equations, which describe the operation of the transformer, have been obtained
in a vector form
1  2 L1 A  L1C
T
u1C  , L1  
3  L1C  L1 A
rC  rB 
;
3r1  2rB  rC 
d
 d

Ψ1  B2u1   L1  r  i1 , u1  u1 A u1B
dt
 dt

1 3r  2rA  rC
1  2 1 1
B2  
, r   1

3  rC  rA
3  1 2 1
 2 L  L2 B
d
T
 d

Ψ 2  B4u 2   L2  R   i 2 , u 2  u 2 A u 2 B u 2C  , L 2   2 A
dt
 dt

 L2C  L2 B
L1C  L1B 
,
2 L1B  L1C 
(6)
L2 A  L2 B 
,
2 L2C  L2 B 
RA  RB 
 2 R  RB  r2
1 1 0 
.
B4  
, R   A

2 RC  RB  r2 
0 1 1
 RC  RB
(7)
The results of simulations for transients are presented for a three phase power transformer
working in the following regimes: single–phase short-circuit in the phase A of the secondary
winding (I), two-phase short-circuit for phases A and B (II), three-phase short-circuit (III).
i, A
200
i, A
2
1
400
2
100
1
0
0
-100
-400
-200
t, s
0
0.04
0.08
t, s
0
0.12
Fig. 5. Transient currents in the secondary
winding for the case I:
0.04
0.08
0.12
Fig. 6. Transient currents in the primary
winding for the case II:
1 -current in the phase A, 2 - current in the phase B
Conclusions
On the basis of the proposed method a mathematical model of a dynamical system has been
developed. Its components are an asymmetric cable line and a power transformer, supplied by
an asymmetric supply source of electric energy. On the basis of the proposed model, the
76
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
analysis of work conditions for different kinds of short-circuits of the secondary winding of
the transformer has been carried out. Using the results of computer simulations the failure
states in a nonlinear power transformer have been considered.
WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
NA ROŚLINY
NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ –
STUDIA LITERATUROWE
Tomasz Długosz1, Agnieszka Klink2
1
Politechnika Wrocławska
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki
2
Uniwersytet Wrocławski
Katedra Ekologii, Biogeochemii i Ochrony Środowiska
Wprowadzenie
Promieniowanie elektromagnetyczne stało się częścią naszego życia. Całe środowisko
poddawane jest napromieniowaniu polem elektromagnetycznym (PEM) od wielu
dziesięcioleci. Gwałtowny rozwój m.in. bezprzewodowych systemów telekomunikacyjnych,
czy wzrost liczby linii wysokiego napięcia, spowodował szerokie zainteresowanie wśród
naukowców i badaczy tematyką wpływu PEM na różne obiekty, przede wszystkim na ludzi i
zwierzęta. O ile tego typu badania prowadzone są także na roślinach uprawnych, to w innych
przypadkach sytuacja wygląda znacznie gorzej. Celem niniejszego referatu jest prezentacja
koncepcji badań nad wpływem PEM na rzęsę drobną (Lemna minor L.). Gatunek ten należy
do makrohydrofitów, które pełnią bardzo istotną rolę w ekosystemach wodnych. Są ważnym
składnikiem ich biomasy i pierwotnym źródłem energii. Stanowią ważne ogniwo łańcucha
pokarmowego, odgrywają istotną rolę w produkcji tlenu i krążeniu substancji odżywczych,
stanowią nisze ekologiczne dla organizmów wodnych, a także wpływają na jakość wody. W
związku z tym zmiany w populacjach roślin wodnych mogą wpływać na funkcjonowanie
ekosystemu.
Artykuł stanowi przegląd doniesień literaturowych w omawianej tematyce, charakterystykę
wybranych źródeł PEM oraz przygotowanie koncepcji badań eksperymentalnych.
Charakterystyka rzęsy drobnej (Lemna minor L.)
Lemna minor jest bardzo drobną byliną pływającą po powierzchni wody, wytwarzającą
okrągłe człony pędowe o średnicy 2 - 3 mm, które nie są zróżnicowane na łodygę i liście.
Każdy człon pędowy wytwarza tylko jeden korzeń (Rys. 1). Gatunek ten występuje
powszechnie na całej kuli ziemskiej (poza Arktyką), zasiedla wody stojące i wolno płynące,
gdzie zajmuje brzegi porośnięte roślinnością wynurzoną, ograniczającą ruchy wody. Jest to
77
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
roślina kosmopolityczna. Może żyć w wodach słodkich i słonawych, eutroficznych i
oligotroficznych, najczęściej o odczynie obojętnym lub zasadowym. Często tworzy
jednogatunkowe, bardzo liczne skupienia (Fot. 1), ale może też wchodzić w skład innych
zbiorowisk roślin wodnych. Występując niekiedy masowo, tak silnie zacienia toń wodną, że
nie dopuszcza do rozwoju w niej żadnej roślinności podwodnej, wpływając przez to
decydująco na bieg sukcesji.
Rzęsa drobna jest gatunkiem bardzo przydatnym we wszelkiego rodzaju badaniach
laboratoryjnych i bioindykacyjnych, gdyż charakteryzuje się względną łatwością hodowli i
szybko się namnaża wegetetywnie. Ponadto ma małą zmienność genotypową i fenotypową
oraz cechuje się wrażliwością na szerokie spektrum substancji toksycznych
Wcześniejsze badania wykazały wyraźny ograniczający wpływ fal elektromagnetycznych na
wzrost Lemna minor, zależny od częstotliwości pola, ale nie w sposób liniowy. Wrażliwość
roślin oraz ich odpowiedź na PEM zależy również od stanu fizjologicznego rośliny. Tempo
wegetatywnego namnażania innego gatunku z rodziny Lemnaceae, spirodeli
wielokorzeniowej (Spirodela polyrhiza) wzrasta pod wpływem fal elektromagnetycznych, za
wyjątkiem młodych roślin, u których wyraźnie maleje. Wykazano również modyfikujący
wpływ toksycznych zawartości Cu w wodzie na oddziaływanie fal o niewielkim natężeniu (10
MHz) na badany gatunek.
Rys. 1. Pokrój Lemna minor
Fot. 1. Gęste zbiorowisko Lemna minor
na powierzchni wody
Układy ekspozycyjne pola elektromagnetycznego
Rozwój zastosowań źródeł dużej mocy, telefonii komórkowej i urządzeń elektronicznych
wymusił rozwój narzędzi służących do pomiarów PEM i do wytwarzania wzorcowych jego
wartości. Powszechnie znane i stosowane są przyrządy do pomiarów PEM, poczynając od
najmniejszych wartości natężeń odpowiadających metrologii zakłóceń radioelektrycznych,
pomiarów propagacyjnych, przez wartości wynikające z potrzeb ochrony środowiska
elektromagnetycznego, po wartości powodujące niszczenie tkanek, organizmów, czy
urządzeń technicznych.
Wytwarzanie wzorcowego PEM wybraną metodą nie polega na jego bezpośrednim
wyznaczeniu, ponieważ taki sposób pomiaru PEM dotychczas nie jest znany. PEM określane
jest na podstawie pomiaru napięcia, prądu lub innej wielkości fizycznej. Wzorce PEM
wykorzystywane są zwłaszcza do atestacji narzędzi pomiarowych, ale nie jest to jedyne ich
zastosowanie. Powszechnie stosowane są wzorce wtórne (układy ekspozycyjne) w badaniach
wpływu PEM na dowolne obiekty materialne (np. zwierzęta, rośliny).
78
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W zależności od wymaganej składowej pola i zakresu częstotliwości, w jakim
przeprowadzane są badania, wykorzystywane są różne sposoby, a więc również różne układy
ekspozycyjne do wytwarzania wzorcowego PEM:
 pole stałe i niskich częstotliwości (do kilkuset kHz) – dla pól magnetycznych cewki
Helmholtza, dla pól elektrycznych kondensatory płaskie,
 radiofale (do kilkuset MHz) – układy ekspozycyjne z anteną liniową, komory TEM,
 mikrofale – anteny aperturowe, odcinki falowodów, komory bezechowe, komory
rewerberacyjne.
Podsumowanie
Promieniowanie PEM jest istotnym czynnikiem warunkującym rozwój żywych organizmów.
Zainteresowanie autorów niniejszego referatu konferencyjnego skupia się na sprawdzeniu,
czy istnieje, a jeśli tak, to jaki jest wpływ PEM na rzęsę drobną w różnych warunkach
ekspozycji. Doświadczenia przeprowadzone zostaną w wybranych zakresach częstotliwości w
warunkach laboratoryjnych i w warunkach rzeczywistych.
METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ
MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO
W SILNIKACH TARCZOWYCH PRĄDU STAŁEGO
PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI
Paweł Drzymała, Henryk Welfle
Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych
Wprowadzenie
Stosowanie w konstrukcjach silników tarczowych uzwojeń stojana typu Gramma powoduje,
iż znaczna część cewki (połączenia czołowe zewnętrzne) nie jest wykorzystana do
generowania momentu własnego silnika. Strumień wytworzony przez ten fragment cewki jest
strumieniem rozproszenia. Naturalną wydaje się propozycja prowadząca do modyfikacji
konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego z umieszczonymi na
nim magnesami segmentowymi łukowymi. Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w
obwodzie magnetycznym wirnika przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego
nawet w granicach do około 35% w porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez
zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się jednocześnie objętość danej konstrukcji, co powoduje
zmianę momentu elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy wagi silnika. Zabieg ten
powoduje zwiększenie sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz
zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element.
79
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Metody zwiększenia wartości średniej momentu i minimalizacji pulsacji momentu
Jednym z podstawowych aspektów projektowania optymalnej konstrukcji silnika
z magnesami trwałymi jest zwiększenie średniej wartości momentu elektromagnetycznego
przy jednoczesnym ograniczeniu pulsacji momentu. Problem ten jest szeroko rozważany w
literaturze [1, 2, 3 i wiele innych].
Przyjmuje się, iż wypadkowe pulsacje momentu elektromagnetycznego są wynikiem
sumowania się dwóch składowych. Jedna jest efektem istnienia struktury geometrycznej
uzębionej. Druga składowa to moment tętniący, który składa się z momentu wzajemnego oraz
momentu reluktancyjnego. Moment wzajemny jest generowany przez oddziaływanie prądu
płynącego w uzwojeniu stojana z polem magnetycznym wirnika. Składnik ten jest
dominującym elementem w większości typów silników z magnesami trwałymi. Moment
reluktancyjny powstaje w wyniku oddziaływania prądu płynącego w uzwojeniach stojana
z wirnikiem o kątowej zmienności reluktancji.
Do powszechnie stosowanych i proponowanych w literaturze metod zmniejszania pulsacji
momentu elektromagnetycznego należą:
 ukosowanie pakietu stojana lub magnesów trwałych wirnika,
 zwiększenie liczby pasm silnika,
 konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej momentu od
zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu
elektromagnetycznego
Zwiększenie momentu elektromagnetycznego silnika możemy osiągnąć przez:
 zmiany struktury geometrycznej rdzenia stojana w celu zwiększenia momentu
elektromagnetycznego (zastosowanie zębów) oraz odpowiednie laminowanie rdzenia i
wprowadzenie zębów z materiałów kompozytowych [4]. Jednocześnie należy
pamiętać, iż konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej
momentu od zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu
elektromagnetycznego [7]
 zmiany struktury geometrycznej magnesów trwałych [6]
 magnesy segmentowe o zmiennym kierunku wektora magnetyzacji [4]
 modyfikacja konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego
z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi.
Modelowanie i weryfikacja obliczeniowa założonego modelu
Strukturę geometryczną silnika tarczowego ze stojanem o żłobkowanej strukturze
wygenerowaną z użyciem pakietu obliczeniowego wykorzystującego metodę elementów
skończonych wraz z siatką elementów przedstawiono na rysunku 1 (obiekt bez pierścienia
zewnętrznego)
a)
b)
c)
Rys.1. Model silnika (połowa modelu): a) model z siatką, b) model bez siatki c) rozkłady indukcji w postaci
wektorów
80
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W prezentowanym rozwiązaniu dwie powierzchnie czynne stojana współpracują z dwiema
identycznymi tarczami wirnika z magnesami montowanymi powierzchniowo o odpowiednich
polaryzacjach w zależności od typu maszyny. Obydwie tarcze wirnika są zamocowane na
wspólnym wale, który z kolei osadzony jest w łożysku zamocowanym w konstrukcji
mocującej rdzeń stojana.
Silniki stosowane w tego typu napędach winny mieć wysoką wartość współczynnika
momentu do masy. Prowadzi to do zwiększenia sprawności całego napędu. Powyższe
wymaganie spełniają silniki z magnesami z ziem rzadkich z bezszczotkowymi wirnikami
zapewniającymi małe straty mechaniczne w trakcie pracy. Strukturę geometryczną silnika
tarczowego zmodyfikowanego ze stojanem o użłobkowanej strukturze i zewnętrznym
pierścieniem z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi przedstawiono
na rysunku 2 (obiekt z pierścieniem zewnętrznym)
a)
b)
c)
d)
Rys.2. Silnik dyskowy zmodyfikowany z pierścieniem zewnętrznym: a) uzwojenie stojana, magnesy wirnika z
dodatkowymi magnesami na obwodzie, b) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, c) stojan,
magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, d) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na
obwodzie, część uzwojenia stojana
Podsumowanie
Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w obwodzie magnetycznym wirnika
przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego nawet w granicach do około 35% w
porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się
jednocześnie
objętość
danej
konstrukcji,
co
powoduje
zmianę
momentu
elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy masy silnika. Zabieg ten powoduje
zwiększenie się sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz
zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element.
Literatura
[1] Strahan R. J., Watson D. B.: Effects of airgap and magnet shapes on permanent magnet reluctance torque.
IEEE Trans. on Mag., vol. 35, No. 1, January 1999, pp. 536 – 542
[2] Zhu Z. Q., Howe D.: Analytical prediction of cogging torque in radial – field permanent magnet brushless
motors. IEEE Trans. Mag., vol. 28, No. 2, March 1992, pp. 1371 – 1374.
[3] Li T., Slemon G.: Reduction of cogging torque in permanent magnet motors. IEEE Trans. Magnet., Vol.
24, No. 6, November 1988, pp. 2901 – 2903.
[4] Wróbel R.: Analiza wpływu parametrów obwodu magnetycznego i elektrycznego na pracę silnika
tarczowego prądu stałego z magnesami trwałymi i elektronicznym komutatorem. Rozprawa doktorska.
Łódź, 2000.
[5] Mendrela E.A., Jagiela M. Analysis of torque developed in axial flux, single-phase
brushless DC motor with salient-pole stator. IEEE Transactions On Energy Conversion, Vol. 19, NO. 2, p.
271- 277, 2004.
[6] Hanselman, D. Brushless Permanent Magnet Motor Design (Hardcover). The Writers' Collective; 2 edition, 2003.
[7] Wiak S., Welfle H. Silniki tarczowe w napędach lekkich pojazdów elektrycznych. Łódź :
Wydawnictwo Politechniki Łódzkiej, 2001.
81
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH
NA UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO
Paweł Drzymała, Henryk Welfle
Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych
Wprowadzenie
Przedmiotem analizy jest 1 fazowy dławik bocznikowy płaszczowy o mocy 16 MVAr,
napięciu znamionowym 420/ 3 kV, znamionowym prądzie skutecznym 68,7 A. Dławik
przeznaczony jest do pracy w zespole 3 fazowym.
Analiza polowa przeprowadzona została jako wstępna faza obliczeń koniecznych do
określenia podstawowych zależności w tym pęcznienia pola w funkcji liczby i wysokości
szczelin międzyplasterkowych. Z podziału tego będą wynikały określone wymiary wysokości
szczelin międzyplasterkowych (przy danej wypadkowej szczelinie). Wysokości szczelin
rzutują na wartości podstawowych parametrów dławika. Określenie sposobu podziału
sumarycznej wypadkowej szczeliny oraz wpływu tego podziału na parametry obwodu jest
trudne i możliwe do zrealizowania jedynie na drodze numerycznej analizy polowej danych
konstrukcji rdzenia, lub na drodze eksperymentu. W analizie rozkładów sił zmianie ulegać
będzie liczba i wysokość plasterków, zatem liczba i wysokości szczelin jednostkowych,
położonych między plasterkami również będzie ulegać zmianie. Wysokości pakietów,
szczelin międzyplasterkowych podane zostały w tabeli 1.
Tabela 1.
Parametr
Wymiar wysokości środkowych plasterków
Wymiar wysokości skrajnych plasterków
Wymiar wysokości szczeliny międzyplasterkowej
mm
mm
mm
Liczba plastrów w kolumnie
(liczba szczelin w kolumnie)
4 (3)
6 (5)
8 (7) 10 (9)
450
300
225
180
482
332
257
212
106,8 64,08 45,77
35,6
Obliczenia sił działających na uzwojenie dławika bocznikowego
W rozpatrywanych konstrukcjach zastosowano uzwojenie dyskowe dławika (48 dysków), na
które składa się z 2783 nawiniętych cewek. Dyski uzwojenia rozłożone są symetrycznie
wzdłuż środkowej kolumny (rys.1.). W szczelinie międzyplasterkowej występuje pęcznienie
pola, które wpływa na występowanie różnych gęstości naprężenia w danych zwojach i
dyskach uzwojenia a zatem różnych wartości sił działających na poszczególne dyski
uzwojenia. Analiza sił daje podstawę do rozważań drgań uzwojenia oraz całej konstrukcji
dławika w tym również ocenę stopnia zagrożeń i hałasu danej konstrukcji.
Analizę sił działających na poszczególne dyski uzwojenia przeprowadzono przy podziale
środkowej kolumny na 3, 5, 7, 9 szczelin międzyplasterkowych, wykorzystując w tym celu
 
J
wektorowy rachunek operatorowy  B .
Całkę z objętościowej siły policzono uwzględniając element 8 węzłowy Cotesa oraz
dyskretyzację promieniową co 30 stopni. Dla każdego z 48-u dysku uzyskano zatem 36
wartości sił (12 promieniowych punktów obliczeniowych dla wszystkich trzech składowych
82
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
sił Fx, Fy, Fz). Następnie stosując wektorowe złożenie składowych sił uzyskano przebiegi
charakterystyk w funkcji położenia dysku wzdłuż rdzenia
Przebiegi te przedstawiono na rys.2 i rys 3.
Rys.1.Trójwymiarowa struktura dławika bocznikowego płaszczowego
CHARAKTERYSTYKI SIŁ W FUNKCJI POŁOŻENIA (NUMERU) DYSKU UZWOJENIA
3000
Różna liczba
szczelin
międzyplasterkowych
2500
SIŁA PROMIENIOWA, N
3 szczeliny
2000
5 szczelin
3sch4pl
1500
3sch6pl
7 szczelin
3sch8pl
3sch10pl
1000
9szczelin
500
0
0
10
20
30
40
50
60
NUMER DYSKU
Rys. 2. Charakterystyki składowej promieniowej siły w funkcji liczby
szczelin międzyplasterkowych:3 szczelin;
- 5 NUMERU
szczelin;
- UZWOJENIA
7 szczelin; - 9 szczelin
PRZEBIEGI SKŁADOWEJ Z-OWEJ (OSIOWEJ)
SIŁY W FUNKCJI
DYSKU
1400
1200
N
1000
Składowa z-owa siły F
800
3sch4pl
3sch6pl
600
3sch8pl
3sch10pl
400
200
0
0
10
20
30
40
50
60
-200
Num er N dysku uzw ojenia
Rys. 3. Charakterystyki składowej osiowej siły w funkcji liczby
szczelin międzyplasterkowych:- 3 szczelin; - 5 szczelin; - 7 szczelin; - 9 szczelin
83
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Na rysunku 3 przedstawiono charakterystykę składowej osiowej siły działającej na uzwojenie
dławika w funkcji liczby szczelin międzyplasterkowych. Zmniejszenie liczby szczelin z 10
do 3 powoduje zwiększenie składowej osiowej siły nawet o 400%. Tak silny wpływ podziału
środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików.
Podsumowanie
1. Metoda obliczania przez budowę modeli MES daje możliwość dokładnych obliczeń na
potrzeby projektowe i może być wykorzystana zwłaszcza przy analizie nowych konstrukcji
rozwiązań.
2. Zmniejszenie liczby szczelin silnie wpływa na zwiększenie zarówno składowej
promieniowej jak i osiowej siły działającej na poszczególne dyski uzwojenia. Wpływ
podziału środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików.
3. Numeryczna analiza polowa przeprowadzona w pakiecie MES wymagała opracowania
złożonego modelu numerycznego, do którego wprowadzono przyjęte założenia i
uproszczenia.
Literatura
[1] Paweł Drzymała, Henryk Welfle: Three-dimensional field analysis and forces acting on the High Power
Transformer Windings. Electrical Review. 2010 R.86 nr 12 s.263-266,
[2] Drzymala Pawel; Welfle Henryk: Numerical methods in modeling of large power transformer windings
Electrical Review 2011, Vol.: 87 Issue: 2 Pages: 191-194
[3] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Field methods for calculating the magnetic screen of large power
transformers. Electrical Review, ISSN 0033-2097, R. 88 NR 4a/2012, s. 77-81.
[4] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Analysis of electromagnetic phenomena and losses in the power
transformer clamping-rods: Electrical Review, ISSN 0033-2097, R. 88 NR 4a/2012, s.82-85.
APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ
Grzegorz Dudek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Nieliniowość i niejednoznaczność charakterystyki magnesowania materiałów magnetycznych
B = f(H) oraz zależność tej charakterystyki od historii magnesowania wyraża się w jej
charakterystycznym kształcie pętli histerezy. Kształt ten zależy od składu chemicznego
materiału, sposobu jego obróbki, wymiarów, struktury oraz parametrów obwodu
elektrycznego (częstotliwość, kształt prądu magnesowania) i temperatury. Opracowano wiele
alternatywnych modeli pętli histerezy magnetycznej, wśród których największe praktyczne
zastosowanie zyskały modele [1]: Preisacha, Stonera i Wohlfartha, Chuy i Stromsmoe’a oraz
Jilesa i Athertona.
W niniejszym artykule proponuje się metody inteligencji obliczeniowej do aproksymacji pętli
histerezy. Metody te abstrahują od podstaw teoretycznych zjawiska magnesowania. Pętla
histerezy widziana jest tu jedynie jako krzywa o specyficznym kształcie, wyrażająca pewne
84
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
zjawiska magnetyczne. Do aproksymacji pętli histerezy użyto sieci neuronowych:
wielowarstwowego perceptronu i sieci o radialnych funkcjach bazowych oraz sieci
neuronowo-rozmytej.
Wielowarstwowy perceptron (WP) [2] jest siecią neuronów realizujących pewną funkcję
transferu, najczęściej sigmoidalną lub liniową, działającą na iloczynie skalarnym wektora
wejściowego i wektora wag synaptycznych. Neurony zorganizowane są w warstwy.
Wejściem sieci jest sygnał wymuszenia (tutaj natężenie pola magnetycznego H), a wyjściem
– sygnał odpowiedzi (tutaj indukcja magnetyczna B). Udowodniono, że sieć złożona z dwóch
warstw neuronów – warstwy ukrytej, z sigmoidalnymi funkcjami transferu i warstwy
wyjściowej, z liniową funkcją transferu jest uniwersalnym aproksymatorem. Jeśli liczba
neuronów jest dostateczna, sieć taka może aproksymować dowolną funkcję z dowolnie
małym błędem. Funkcja docelowa (opadające lub wznoszące się zbocze pętli histerezy)
powstaje poprzez złożenie funkcji realizowanych przez poszczególne neurony ukryte. Warto
zauważyć, że funkcja sigmoidalna przypomina kształtem zbocza pętli histerezy, co ułatwia
aproksymację. Parametry wewnętrzne sieci (wagi) dobierane są w procesie uczenia, tak aby
zminimalizować błąd aproksymacji (MSE).
Sieć o radialnych funkcjach bazowych (RFB) [2] składa się z warstwy ukrytej neuronów z
funkcjami radialnymi (np. typu gaussowskiego), które nieliniowo przekształcają sygnał
wejściowy oraz warstwy wyjściowej realizującej kombinację liniową odpowiedzi warstwy
ukrytej. Parametrami sieci są: środki i szerokości funkcji radialnych oraz współczynniki
wyjściowej funkcji liniowej. Funkcja docelowa składana jest tutaj z funkcji radialnych.
Parametry sieci dobierane są w procesie uczenia, który przebiega tu dwuetapowo. W
pierwszym etapie estymuje się środki i szerokości funkcji radialnych. Do tego celu
zastosowano strategię ewolucyjną SE(/+) [3]. W etapie drugim stosując operacje
macierzowe wyznacza się współczynniki wyjściowej funkcji liniowej, tak aby błąd
aproksymacji dla oszacowanych w pierwszym etapie parametrów funkcji radialnych był
minimalny. Średni błąd aproksymacji wykorzystuje się do oceny rozwiązań generowanych
przez strategię ewolucyjną. Podobnie jak WP sieć RFB jest uniwersalnym aproksymatorem.
Sieć neuronowo-rozmyta (model ANFIS – Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference System
[4]) łączy w sobie czytelność reguł rozmytych i adaptacyjność samouczących się sieci
neuronowych. W częściach przestankowych reguł rozmytych postaci „jeśli-to” wyznacza się
stopnie przynależności zmiennej wejściowej (H) do predefiniowanych zbiorów rozmytych
(fuzyfikacja). Stopnie te interpretowane są jako siły odpalenia reguł. Konkluzje reguł
wyrażają liniową funkcję zmiennej wejściowej (system Takagi-Sugeno-Kanga pierwszego
rzędu). Odpowiedź regułowego rozmytego systemu wnioskującego wyznacza się sumując
funkcje liniowe konkluzji z wagami zależnymi od stopni odpalenia reguł, co w wyniku daje
gładką interpolację liniowych modeli lokalnych, obowiązujących w obszarach
zdefiniowanych przez funkcje przynależności występujące w przesłankach. Parametrami
modelu są parametry funkcji przynależności oraz współczynniki funkcji liniowych. Większa
liczba reguł, które pełnią funkcje neuronów ukrytych, pozwala na aproksymację bardziej
złożonych zależności.
Na rys. 1 pokazano aproksymację pętli histerezy materiału wielowarstwowego (pseudozaworu spinowego) [5], która jest wypadkową pętli pochodzącej od „twardej” magnetycznie
warstwy Co i „miękkiej” warstwy NiFe. W każdej sieci użyto sześciu neuronów ukrytych.
Sieci WP i ANFIS osiągały zbliżoną dokładność dopasowania (MSE  910-5). Sieć RFB
wykazywała nieznacznie gorszą dokładność (MSE  1,210-5).
Sieci neuronowe i neuronowo-rozmyte stanowią uniwersalne narzędzia do aproksymacji
złożonych funkcji. W pełnej wersji pracy analizuje się działanie sieci w przypadku różnych
85
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
kształtów pętli histerezy oraz sposób konstrukcji krzywej histerezy poprzez składanie funkcji
bazowych, które w opisanych powyżej sieciach mają różne kształty.
1
0.8
0.6
0.4
B
0.2
0
pomiar
-0.2
-0.4
WP
-0.6
RFB
-0.8
ANFIS
-1
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
H
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Rys. 1. Aproksymacja pętli histerezy materiału wielowarstwowego (zmienne przeskalowano
na przedział [-1, 1])
Literatura
[1] Chwastek K.: Parametryczne badanie fenomenologicznego modelu histerezy magnetycznej. Prace Instytutu
Elektrotechniki, zeszyt 252, str. 41-54, 2011.
[2] Osowski S.: Sieci neuronowe w ujeciu algorytmicznym. WNT, Warszawa 1996.
[3] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natural Computation,
Vol. 1, No. 1. pp. 3-52, 2002.
[4] Jang J.-S.R.: ANFIS: Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference Systems. IEEE Transactions on Systems,
Man, and Cybernetics, 23 (1993), n.3, pp. 665-685, 1993.
[5] http://layer.uci.agh.edu.pl/maglay/wrona/index.php?go=badania_obszerne
O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI
WYNIKÓW NUMERYCZNEGO MODELOWANIA
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki
Spotykane w literaturze naukowej pojęcia weryfikacja i walidacja wydają się intuicyjnie
zrozumiałe. W praktyce są one źródłem nieporozumień. Weryfikacja jest procesem
sprawdzania poprawności rozwiązania równań, walidacja natomiast określa czy równania
matematyczne są odpowiednie do opisywanych zjawisk fizycznych.
86
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
U podstaw opisu zjawisk elektromagnetycznych (EM) leżą równania Maxwella. Ich
poprawność znajduje potwierdzenie eksperymentalne od zjawisk zachodzących na poziomie
molekularnym do przestrzeni międzygalaktycznych oraz od zjawisk statycznych do
dynamicznych w pełnym zakresie częstotliwości. Można je więc traktować jako bazę do
walidacji problemów elektromagnetycznych.
W pracy [1] opisano dwuwymiarowy (2D) model numeryczny rozkładu pola EM w budynku
utworzony za pomocą programu opartego o metodę elementów skończonych (FEM – ang.
finite element method) Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego
FEM jest procesem narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych
metod numerycznych przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji
oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za
pomocą innego oprogramowania FEM.
Pierwszy sposób opiera się na porównaniu wyników działania programu z wynikami
uzyskanymi z rozwiązania równań Maxwella dla ośrodka warstwowego. Przedstawiono teorię
dla takiego ośrodka oraz wyniki obliczeń numerycznych dla jednej oraz dwóch ścian
(odpowiada to trzem oraz pięciu warstwom). Przykładowo, dla częstotliwości f = 350 MHz
i ściany o grubości 0,2 m o względnej zespolonej przenikalności dielektrycznej  r  5  2j
moduł współczynnika transmisji pola elektrycznego ma maksimum dla kąta padania   0
i jest równy T  0, 46exp( j1,834) . Moduł współczynnika odbicia pola elektrycznego osiąga
wtedy minimum i jest równy R  0,32exp( j3,054) . Wykres modułów tych współczynników
od kąta padania (w mierze łukowej) przedstawia rys. 1. Obliczenia wykonane za pomocą
programu MathCad są zgodne z danymi uzyskanymi z programu FEM z dokładnością do 0,1.
Rys. 1. Wykres modułu współczynnika transmisji T (po lewej) oraz odbicia R
(po prawej) pola elektrycznego dla ściany (opis w tekście)
Drugi sposób porównuje wyniki uzyskiwane za pomocą tworzonej aplikacji FEM z wynikami
uzyskiwanymi za pomocą programu typu public domain, FreeFem++ ver. 3.14.
Rozpatrywany przez nas problem testowy to równanie różniczkowe 2D typu eliptycznego
w ograniczonym prostokątnym obszarze  o wymiarach 5 m x 3 m
 ( )    f w 
(1)
z warunkiem Dirichleta (przyjęto   10 ) na lewym boku i warunkami Neumanna na
pozostałych bokach prostokąta. Przyjmując oznaczenia jak w [1], odpowiednie funkcje są
równe   1,   k02 , f  0 , q  0 , g  0 , p( x  0)  10 .
87
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Program FreeFem++ w obecnej wersji generuje jedynie siatkę trójkątną w oparciu o zadaną
gęstość podziału segmentów brzegowych. Na potrzeby tworzonej aplikacja FEM testowano
zarówno siatki trójkątne jak i czworokątne. Dobrą zgodność z FreeFem++ uzyskano dla siatki
kwadratowej o boku 0,05 m. Wyniki przedstawiono na rys. 2, gdzie dla lepszego porównania
wyników sporządzono wykres pola dla przekroju y = 1,5 m.
Porównanie rezultatów z uzyskanymi za pomocą FreeFem++ (rys. 3) pokazuje dobrą
zgodność zarówno dla kształtu pola, wartości maksymalnych (19,30 – aplikacja, 19.18 –
FreeFem++) jak i minimalnych (–19,33 – aplikacja, –19.18 – FreeFem++).
Rys. 2. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą tworzonej aplikacji
(wartości rzeczywiste pola) oraz postać rozwiązania dla przekroju y = 1,5 m
Rys. 3. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą FreeFem++
(wartości rzeczywiste pola)
Literatura
[1] M. Kuchta, A. Dukata, M. Szulim, R. Kubacki, Model numeryczny rozkładu pola elektromagnetycznego w
budynku wywołanego zlokalizowanym źródłem harmonicznym, niniejsza konferencja
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)
88
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH
W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI
Agnieszka Duraj1, Andrzej Krawczyk2
1
2
Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki,
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Każdy proces poznawczy związany z przetwarzaniem informacji jest (wrodzoną) zdolnością
organizmów żywych osiągniętą w bardzo naturalny sposób. Używanie wszystkich zmysłów
(wzroku, słuchu, smaku, dotyku) jednocześnie umożliwia nie tylko przetwarzanie danych,
które analizuje mózg, ale także daje możliwość efektywniejszego wnioskowania i
podejmowania określonej decyzji.
W tradycyjnych systemach wspomagania decyzji, czy też systemach ekspertowych, owa
decyzja podejmowana jest na podstawie jednego typu informacji, najczęściej zgromadzonej
przez eksperta w jednej bazie wiedzy. Silne rozproszenie danych powoduje pragnienie
wykorzystania informacji z wielu różnych źródeł i dopiero wówczas wyznaczania określonej
(globalnej) decyzji.
Proces równoczesnego wykorzystania danych – informacji pochodzących z wielu źródeł jest
znany (określany) w literaturze jako pojęcie fuzji danych (ang. Data fusion), fuzji informacji
(ang. Information fusion). Początkowo fuzja danych wykorzystywana była w zastosowaniach
militarnych (np. sterowaniu pojazdami bezzałogowymi, automatycznym określaniu
tożsamości, automatycznym rozpoznawaniu celów). Obecnie jest coraz częściej stosowana w
rozwiązaniach technicznych, medycznych i ekonomicznych.
Definicje wyjątków oraz wybrane metody ich wykrywania autorzy podali w [1,2]. W pracach
tych wykazano również, iż zjawisko detekcji szczególnych cech obiektu – wyjątków, jako
problem badawczy, dotyczy wielu dziedzin życia (np. finansów i bankowości, medycyny
i biomedycyny, ubezpieczeń, przemysłu telekomunikacyjnego, różnych działów gospodarki
(marketingu i produkcji), itp.) i obejmuje szerokie spektrum technik.
EKG
Detektor
wyjątków
EMG
Detektor
wyjątków
…
Detektor
wyjątków
GRC
Detektor
wyjątków
GLOBALNY
DETEKTOR
WYJĄTKÓW
FUZJA WYJĄTKÓW
Rys. 1. Proponowany algorytm detekcji wyjątków w systemie fuzji danych
89
DECYZJA
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Opracowane metody detekcji sygnałów biologicznych umożliwiają rejestrację tylko jednego
rodzaju danych medycznych (np. EMG (ElectroMyoGraphy) – elektromiografia; ECG
(ElectroCardioGraphy) – elektrokardiografa; EOG (ElectroOculoGraphy) elektrookulografia;
SC/GSR (Skin Conductance – Galvanic Skin Response) przewodnictwo elektryczne skóry;
BVP (Blood Volume Pulse) – pomiar przepływu krwi; SCP (Slow cortical potentials) – wolne
potencjały korowe; itd.).
Według autorów niniejszego opracowania, brak jest prowadzonych prac badawczych
w zarysowanym powyżej problemie wykrywania wyjątków w systemach biomedycznych
w przypadku zastosowania fuzji danych. Jak się wydaje, ma to ogromne znaczenie choćby
w sytuacjach wspomagania procesu decyzyjnego np. w jednostkach zarządzania kryzysowego,
w monitoringu imprez masowy itd.. Dalsze badania na tym polu naukowym umożliwią
opracowanie algorytmów mających na celu indywidualizację monitorowania czynności
życiowych oraz określenie wzorców reakcji na określone zdarzenia w wybranych grupach.
Literatura
[1] Duraj A., Krawczyk A., Finding outliers for large medical datasets, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical
Review), ISSN 0033-2097, R. 86 NR 12/2010, pp.188-191.
[2] Duraj A., Krawczyk A., Dobór miar odległości w hierarchicznych aglomeracyjnych metodach wykrywania
wyjątków, PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review) Vol. 2011, Nr. 12b, ISSN 00332097, R. 87, str. 33-37.
BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII
IMPEDANCYJNEJ
Stefan F. Filipowicz1, Konrad Nita2
1
Warsaw University of Technology
Institute of the Theory of Electrical Engineering
2
Electrotechnical Institute
Tomografia impedancyjna (TI) w badaniach medycznych jest miarą zmian przewodnictwa
w organizmie realizowaną przez pomiary napięcia na elektrodach umieszczonych na
powierzchni ciała. Napięcia na elektrodach powstają przez pobudzenie ciała w odpowiednich
miejscach małymi bezpiecznymi prądami elektrycznymi. Jednym z najbardziej obiecujących
zastosowań tomografii jest relacja zdarzeń fizjologicznych w klatce piersiowej. Klatka
piersiowa składa się z kilku organów, w których podczas normalnego funkcjonowania
zachodzą duże zmiany w przewodności.. TI jest w stanie, w sposób nieinwazyjny badać
zmiany impedancji wnętrza klatki piersiowej dając ciągły obraz dystrybucji wentylacji.
Aby rozwiązać problem jednoznaczności badań medycznych tomografią impedancyjną,
w 2007 roku na konferencji ICEBI w Grazu wypracowano konsens, który ustala opinie
matematyków, ekspertów technicznych, fizjologicznych i społeczności medycznych. Jego
efektem było opracowanie standardu rekonstrukcji 2D płuc metodami liniowego algorytmu –
GREIT (Graz consensus Reconstruction algorithm for EIT) [2]. Uzgodniony, ramowy
algorytm rekonstrukcji składa się z systematycznego podejścia do rozwiązania zagadnienia
z uwzględnieniem:
90
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
– szczegółowych modeli elementów skończonych klatki piersiowej dorosłego
reprezentanta i noworodka oraz ogólnego modelu cylindrycznego,
– porozumienia w sprawie algorytmów odpowiedzialnych za rekonstrukcję obrazu w TI.
Określono podstawowe dane tomografów stosowanych w badaniach medycznych:
• pojedynczy pierścień elektrod pomiarowych w konfiguracjach sąsiednich
pobudzanych impulsem prądu,
• liniowe rekonstrukcje obrazu 2D zmian przewodnictwa w czasie rzeczywistym
w oparciu o model 3D z projekcją do przodu,
• konstrukcje jednolitej tablicy 32×32 pikseli, dla pojedynczego pierścienia 8, 12 lub 16
elektrod, dla klatki piersiowej oraz zbiornika cylindrycznego.
Opracowano modele klatki piersiowej z siatką elementów skończonych dla czterech różnych
geometrii: dorosłych mężczyzn i kobiet, noworodków i profilu cylindrycznego, które
utworzono z fotografii radiologicznych przekrojów ludzkiego ciała [1]. Siatki elementów
skończonych wygenerowano algorytmem, np. NETGEN lub podobnym (rys.1a).
Obecnie stosowane są różne konfiguracje usytuowania elektrod jednak najlepiej elektrody
umieszczać na określonej wysokości klatki piersiowej prostopadle do długiej osi pacjenta.
Najczęściej, elektrodę 1-szą wyprowadza się od mostka, a kolejne elektrody rozmieszczane są
w lewo w równych odstępach wokół klatki piersiowej. Na rys. 1b przedstawiono najczęściej
stosowany sposób pobudzania elektrod, którym jest sekwencyjne pobudzanie elektrod
sąsiednich. W trakcie pobudzenia mierzone są napięcia międzyelektrodowe na pozostałych
elektrodach.
a)
b)
Rys. 1. a) prosty model cylindryczny 3D klatki piersiowej, b) najczęstszy sposób pobudzenia i pomiarów
zespołu elektrod
W projektach tomograficznych zazwyczaj wykorzystuje się standardowe
Ag/AgCl. W przypadku projektów z własnymi elektrodami, powszechne
większych elektrod, w celu zmniejszenia zmienności impedancji kontaktu
W pracy przedstawiono badania napowietrzania płuc metodą tomografii
dokonano wizualizacji badań rozwiązując zagadnienie odwrotne. Dokonano
algorytmów pod kątem precyzji i rozdzielczości
elektrody EKG
stosowanie jest
impedancyjnej,
analizy użytych
Literatura
[1] Ackerman M.J.: The Visible Human Project, Proc. IEEE 86, 1998, pp. 504-511.
[2] Adler A., Arnold J.H., Bayford R., Borsic A.,Brown B., Dixon P., Faes T.J.C., Frerichs I., Gagnon H.,
Garber Y., Grychtol B., Hahn G., Lionheart W.R.B., Malik A., Patterson R.P, Stocks J., Tizzard A., Weiler
91
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
N., Wolf G.K..: GREIT: a unified approach to 2D linear EIT reconstruction of lung images. Physiol. Meas.
30 (2009) s35-55
[3] Filipowicz.S.F.: Nowe metody i algorytmy tomografii procesowej, Bell Studio, Warszawa 2011.
[4] http://www.princeton.edu/~ktchu/software/lsmlib/lsmlib_doc/index.html
[5] Schobert J.: NETGEN: an advancing front 2D/3D-mesh generator based on abstract rules, Comput. Vis.
Sci.1, 1997, pp. 41-52.
[6] Sikora R., Giza Z., Filipowicz S.F., Sikora J.: The Bell Function Approximation of Material Coefficients
Distribution in the Electrical Impedance Tomography. IEEE Trans. on Magnetic, vol. 36, no. 4, July 2000,
pp. 1023-1026.
[7] Tizzard A., Horesh L., Yerworth R.J., Holder D.S., Bayford R.H.: Generating accurate finite element
meshes for the forward model of the human heat in EIT, Physiol. Meas. 27, 2005, pp. 251-261.
[8] Yang W.Q., Peng L.: Image reconstruction algorithms for electrical capacitance tomography, Meas. Sci.
Technol. 14 (2003).
[9] Yorkey T.J., Webster J.G., Tompkins W.J.: Comparing reconstruction algorithms for electrical impedance
tomography, IEEE Trans. Biomed. Eng. 34, 1987, pp. 843-852.
[10] Zhang J., Patterson R.P.: EIT images of ventilation: what contributes to the resistivity changes? Physiol.
Meas. 26, 2005, pp. 81-92.
WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH
NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH
FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU
NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO
Janusz Flasza1, Adrian Barasiński2
1
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny, 2Centralna Szkoła Państwowa Straży Pożarnej
w Częstochowie,
Powstanie pożaru w budynku powoduje powstanie wysokich temperatur. Sprawia to, że
urządzenia elektryczne funkcjonujące w warunkach pożaru poddawane są swoistego rodzaju
testom wytrzymałościowym. Na ich poprawność działania wpływa wiele czynników takich
jak: wahania częstotliwości, impulsy napięciowe i przepięcia, spadki napięć, zaniki zasilania,
czy zmiana rezystancji kabli zasilających. Jakość dostarczanej energii elektrycznej do
silników klap dymowych, wind pożarowych czy też pomp wodnych ma duży wpływ na
poprawność działania tych urządzeń, a tym samym na sprawność przeprowadzania ewakuacji.
Przeprowadzone badania mają na celu skonfrontowanie wpływu zakłóceń
elektromagnetycznych wynikających z jakości dostarczonej energii elektrycznej na moment
silnika 3 fazowego prądu przemiennego dla wybranych warunków obciążenia. Badania
zostaną przeprowadzone w laboratorium Centralnej Szkoły Państwowej Straży Pożarnej
w Częstochowie. Pomiary będą miały na celu sprawdzenie odpowiedniej dyrektywy nowego
podejścia 89/336/ECC, która wraz z dyrektywami 92/31/ECC, 93/68/ECC oraz 98/13/EC,
wpływa na wszystkie sektory przemysłowe związane z produkcją i użytkowaniem urządzeń
elektrycznych i elektronicznych. W szczególności dotyczy to urządzeń domowych
i przemysłowych, przetwarzania danych, technologii informatycznych oraz urządzeń
telekomunikacyjnych.
92
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL
MICROWAVE HYPERTHERMIA
AT DIFFERENT FREQUENCIES
Piotr Gas
AGH University of Science and Technology
Department of Electrical and Power Engineering, Krakow
Interstitial microwave hyperthermia is a kind of thermal therapy which uses high frequency
needle electrodes, microwave antennas, ultrasound transducers, laser fibre optic conductors,
or ferromagnetic rods, seeds or fluids to treat pathological cells located deep within the
human body [1, 4]. Mentioned elements are directly implanted into disease tissues and
therefore the pathological tissues can be easily heat to a therapeutic temperature of 40 – 46oC
and the surrounding normal tissues are minimally affected at the same time [5]. Invasiveness
of this method makes it seems to be potentially the most effective one and successfully used
to cure brain, liver, breast, kidney, bone and lung tumors [7]. In interstitial hyperthermia small
microwave antennas with frequencies 300 – 2450 MHz are often used [3, 8] as presented in
this paper. Heat produced by microwaves can be applied to induce thermonecrosis in tumors
and cancerous tissues at the distance of 1 to 2 cm around the heat source. It is worth noting
that this technique is suitable for tumors less than 5 cm in diameter [1]. Moreover, microwave
hyperthermia is frequently used in conjunction with other cancer therapies, such as radiation
therapy or chemotherapy [5].
Schematic representation of the coaxial antenna positioned in the human tissue, including its
elements and the air slot, is shown in Fig. 1.
symmetry axis
catheter
dielectric
outer
conductor
central
conductor
d
tissue
air slot
computational domain
Fig. 1 Model of the coaxial antenna located in the human tissue
Due to the axial symmetry of the model the cylindrical coordinates r, z, ϕ are used and
therefore the wave equation takes the following scalar form
93
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
1


 
2
    r  j


H

    0μ 0 r H  0




0

(1)
where Hϕ is a ϕ-component of the magnetic field strength, ε and μ are the permittivity and
permeability of the medium and σ is its electrical conductivity.
x10-3
H [A/m]
50
T(r) for different frequencies
47
2.75
7.75
46
5.25
45
45
8.25
3.25
Temperature T [ C]
z [m]
o
5.75
40
6.75
2450 MHz
44
3.75
43
1800 MHz
42
41
915 MHz
40
6.25
35
434 MHz
39
9.75
4.75
38
4.25
37
0.25
30
0.005
0.01
0.015
r [m]
0.02
0.025
0.03
0.25
Fig. 2. Distributions
lines
of x10
the modulus of the magnetic field strength (left) and temperature
0
5of equipotential
10
15
20
25
30
25
for different frequencies along path at the height of the air slot (right)
-3
r [m]
The above equation is coupled to the bioheat equation given by Pennes [6]
20
  kT   bCbb (Tb  T )  Qext  Qmet
where T is the body temperature (K), k – the tissue thermal conductivity (W m-1 K-1), ρb – the
blood density15 (kg m-3), Cb – the blood specific heat (J kg-1 K-1), Tb – the blood vessel
temperature (K), ωb – the blood perfusion rate (s-1), Qmet – the metabolic heat generation rate
(W m-3), and Qext = 0.5 σ|E|2 – the external heat produced by the microwave antenna (W m-3).
Equations (1) 10and (2) with the appropriate boundary conditions and tissue properties [2] were
solved using the finite element method. The simulation results are presented in Fig. 2.
References
5
[1] Baronzio G.F., Hager E.D., Hyperthermia in Cancer Treatment: A Primer, Landes Bioscience and Springer
Science + Business Media, New York, 2006.
[2] Gabriel C., 0Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies,
Report N.AL/OE-TR- 1996-0037, Occupational and Environmental Health Directorate, Radiofrequency
Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA), 1996.
[3] Habash R.W.Y., Bansal R., Krewski D., Alhafid H.T., Thermal Therapy, Part 2: Hyperthermia Techniques,
Critical Reviews in Biomedical Engineering, vol. 34, no. 6, 2006, p. 491-542.
[4] Hiraoka, M., Mitsumori, M., Hiroi, N., Ohno, S., Tanaka, Y., Kotsuka, Y., and Sugimachi, K.,
Development of RF and microwave heating equipment and clinical applications to cancer treatment in
Japan, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 48, 1789, 2000.
[5] McPhee S.J., Papadakis M.A., Rabow M.W., Current Medical Diagnosis and Treatment 2012, McGrawHill, 2011.
[6] Pennes H.H., Analysis of Tissue and Arterial Blood Temperatures in the Resting Human Forearm, Journal
of Applied Physiology, vol. 1, no. 2, 1948, p.93-122.
94
(2)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[7] Pisa, S., Cavagnaro, M., Piuzzi, E., Bernardi, P., and Lin, J.C., Power density and temperature distributions
produced by interstitial arrays of sleeved-slot antennas for hyperthermic cancer therapy, IEEE Trans.
Microwave Theory Technol., 5, 2418, 2003.
[8] Saito K., Taniguchi T., Yoshimura H., Ito K., Estimation of SAR Distribution of a Tip-Split Array
Applicator for Microwave Coagulation Therapy Using the Finite Element Method, IEICE Transaction on
Electronics, vol.E84-C, no.7, 2001, p. 948-954.
PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU KSZTAŁTU SZCZELINY
POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU DZIELONYM
CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI
GRANICZNYCH RDZENIA
Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Wstęp
Ferrytami nazywa się materiały wykonane ze związków tlenków żelaza z dodatkiem cynku,
kobaltu, niklu oraz pierwiastków ziem rzadkich. Posiadają one bardzo dużą rezystancję
(praktycznie nie przewodzą prądów elektrycznych), a sama ich struktura przy zastosowaniach
wysokoczęstotliwościowych gwarantuje małe prądy wirowe a tym samym niewielkie straty
elektryczne. Górny zakres częstotliwości pracy stosowanych rdzeni ferrytowych zawiera się
w granicach od kilku kiloherców do ponad gigaherca. Własności elektryczne większości
ferrytów kwalifikują je do grupy półprzewodników. [1].
Straty energetyczne w ferrycie
W zespolonym równaniu Maxwella opisującym pole elektromagnetyczne w ferrycie,
wielkości przenikalności elektrycznej i przenikalności magnetycznej są zespolone i mają
postać:
(1)
  0  r '  j0  rs ''   '  j '' ,    0 r '  j 0 r ' '   '  j ''
gdzie: indeksem „zero” oznaczono bezwzględne przenikalności: magnetyczną i elektryczną
próżni.
''
'
'
''
Wielkości przenikalności magnetycznej  r i  r oraz przenikalności elektrycznej  r i  r
otrzymuje się z pomiarów [3]. Można wykazać, ze postać całkową równania Poyntinga
można przedstawić:
- S V  Pd  j 2[Wm  We ]
(2)

S V wyraża moc zespoloną w obszarze ferrytu o objętości V:
1
*
S V   ( E  H )dS
2
S
95
(3)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
gdzie: E - jest zespolonym natężeniem pola elektrycznego, H - jest zespolonym natężeniem
pola elektrycznego, S- jest powierzchnią boczną obszaru V.
 Pd określa średnią moc czynną traconą w materiale
1
1
1
Pd   [ | E |2  '' | H |2  '' | E |2 ]dV   (   '' ) | E |2 dV    '' | H |2 dV
(4)
2V
2V
2V
gdzie: ω jest pulsacją źródła, γ konduktywnością ferrytu.
 Wm jest uśrednioną w czasie gęstością energii pola magnetycznego, We to uśredniona
w czasie gęstość energii pola elektrycznego,
1
1
Wm    ' | H |2 dV , We    ' | E |2 dV
(5)
4
4
V
V
Powyżej podane równania ogólne są podstawą wykonania obliczeń wartości wielkości
elektrycznych i magnetycznych obwodu elektrycznego.
Warunki pomiaru i układ pomiarowy
Magnetowód, na który została umieszczona cewka, złożono z dwóch jednakowych rdzeni
typu U o kołowym przekroju kolumn [2] (nr katalogowy 4-1/79 – SWW 1158-413),
wykonanych z ferrytu miękkiego F-806. Rdzeń U59/F-806 posiada wymiary (rys. 1): C=59
[mm], b=50,5 [mm], a=26 [mm], H=36 [mm], h=21,9 [mm], d1=d2=17 [mm], emin=4,3 [mm].
Komplet dwóch rdzeni, składających się na magnetowód, posiada następujące parametry:
stała rdzenia C1=0,907 [1/mm], równoważna długość drogi magnetycznej le=189 [mm],
równoważne pole przekroju rdzenia, Ae=208 [mm2], objętość Ve=39 200 [mm3]. Parametry
ferrytu F-806 zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44,
wyżej wymienionego katalogu.
W pionowych kolumnach o przekroju kołowym wykonano wyżłobienia umożliwiające
montaż i docisk dwóch jednakowych rdzeni za pomocą typowego układu montażowodociskowego ze standardowego transformatora AT-110 produkcji Biazet Białystok. Na jednej
z kolumn, dzielonej w połowie wysokości umieszczono standardowe uzwojenia cewki tego
transformatora. Taka konstrukcja pozwoliła na wykonanie pomiarów w magnetowodzie bez
szczeliny powietrznej (rys. 2a), w magnetowodzie z dwoma szczelinami powietrznymi
umieszczonymi w płaszczyznach złożenia rdzenia (przekładki papierowe – rys 2 b) oraz z
jednostronnymi szczelinami powietrznymi: o ściętej ukośnie powierzchni (rys. 2 c) oraz w
postaci schodka jednostopniowego (rys. 2 d). Na rysunku 3 pokazano schemat pomiarowy.
Na schemacie tym V A | VA | e j 0 ;V B | VB | e j , impedancja zespolona cewki z rdzeniem
ferrytowym
określona
jest
na
podstawie
pomiarów
z
Prawa
Oma
V A V B V B
V V B

 Z x | Z x | e j  A
R . Pomiarów dokonano utrzymując stałe napięcie
ZX
R
VB
zasilania generatora wynoszące 4[Vpp], zmieniając częstotliwości w zakresie od 30[kHz] do
500[kHz].
fazomier
z
G
A
B
VA
Rys.1. Rdzeń ferrytowy
U59/F-806 [2]
Rys.2. Kształt szczelin
powietrznych
96
Zx
VB
Rys. 3. Schemat układu
pomiarowego.
G – generator, R= 1000[Ω]
R
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Wyniki pomiarów w postaci modułu Z x (|Z x |) i kąta fazowego φ przedstawiono na
rysunku 4.
schodek
2x0,5mm
Impedancja Z w omach
Impedancja Z w omach
3500
3000
2500
2000
1500
1000
500
0
0
100
200
300
f[kHz]
400
500
bez szcz.
bez szczel
5000
4500
4000
3500
3000
2500
2000
1500
1000
500
0
ścięta
schodek
bez szczel
90
60
30
0
-30
-60
-90
0
100
200
300
400
500
2x0,5mm
90
Kąt fazowy impedancji Z
ścięta
4000
Kąt fazowy impedancji Z
bez szcz.
4500
60
30
0
-30
-60
-90
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
500
0
f[kHz]
f[kHz]
50
100
150
200
250
300
350
400
450
500
550
f[kHz]
Rys. 4. Przebieg wartości impedancji Zx i jej kąta fazowego φ w funkcji częstotliwości.
Wnioski
Przeprowadzone pomiary potwierdziły skomplikowany mechanizm zmian zachodzących
w materiale ferrytowym rdzenia przy pracy przy jego częstotliwości granicznej. Rzeczywisty
układ zmierza do rezonansu równoległego, którego wystąpienie określa górny zakres pracy.
Po przekroczeniu częstotliwości tego rezonansu wartość impedancji sukcesywnie maleje.
Zastosowanie rdzenia ze szczeliną (rys. 2 d) podwyższa częstotliwość graniczną rezonansu,
natomiast zastosowanie szczeliny z rys. 2 c nieznacznie zmienia wyniki pomiarów bez
szczeliny. Zastosowanie rdzenia z rys. 2 d powoduje znacznie lepsze tłumienie wyższych
harmonicznych niż użycie rdzeni z rys. 2 a i 2 c.
Literatura
[1] Gąsiorek S., Wadas R.; Ferryty zarys właściwości i technologii. wydanie 1, Wydawnictwa Komunikacji i
Łączności, Warszawa 1987, stron 299.
[2] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty magnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i
uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego „WEMA”, Warszawa 1979.
[3] Skutt G. R; High-Frequency Dimensional Effects in Ferrite-Core Magnetic Devices, Doctor of Philosophy
in Electrical Engineering Dissertation, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg,
Virginia October 4, 1996, pages 175.
97
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY
PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE
INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA
FERRYTOWEGO
Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Wstęp
Bezstykowy przekaz energii zwany czasem bezprzewodowym zasilaniem, pozwala na
przesyłanie energii elektrycznej z układu zasilającego do odbiornika bez połączenia
galwanicznego. Takie rozwiązanie techniczne stosuje się wtedy gdy transmisja przewodowa
jest niemożliwa lub nieopłacalna a przewodów łączących nie można założyć bo są
niewygodne albo niebezpieczne [3]. Bezprzewodowy przesył energii tym różni się od
bezprzewodowego przesyłu telekomunikacyjnego, że dla bezprzewodowego zasilania istotna
jest efektywność (sprawność) przekazu energii a dla telekomunikacji ważna jest efektywność
przekazu, Najczęstszą praktycznie wykorzystywaną formą bezprzewodowej transmisji energii
jest przekaz za pomocą indukcji bezpośredniej oraz za pomocą układu cewek indukcyjnych
pracujących w rezonansie. Inne metody bezprzewodowej transmisji energii to przekaz za
pomocą promieniowania elektromagnetycznego w postaci mikrofal i światła laserowego.
Zastosowanie bezstykowego przekazu energii
Dla układu cewek powietrznych oraz cewek na rdzeniach ferrytowych do modelowania
zjawiska wysokoczęstotliwościowego przekazu energii elektrycznej na drodze indukcyjnej do
częstotliwości 200 [kHz], dopuszczalne jest stosowanie schematu zastępczego takiego jak dla
transformatora powietrznego [2]. Transformator powietrzny złożony z dwóch
odseparowanych od siebie uzwojeń, wzajemnie sprzężonych na drodze indukcyjnej, w
przypadku zastosowania do bezstykowego przekazu energii, dla częstotliwości pracy poniżej
częstotliwości radiowych, wydaje się być elementem nie gwarantującym dużej sprawności.
Dopiero zastosowanie rdzeni ferrytowych oraz doprowadzenie tak powstałego układu cewek
do rezonansu całkowitego, znacznie polepsza tę sprawność. Należy również dodać, ze w
transformatorze zbudowanym z cewek indukcyjnych z rdzeniami ferromagnetycznymi, na
skutek oddziaływania rdzenia na obwód elektryczny, w uzwojeniach powstają dodatkowe
rezystancje, pojemności i indukcyjności, co znacznie komplikuje obliczenia analityczne.
Dlatego dla oszacowania tych zjawisk, najlepszym rozwiązaniem jest przeprowadzenie
pomiarów laboratoryjnych praktycznie zbudowanych układów.
Warunki pomiaru i otrzymane wyniki
Do przygotowania stanowiska pomiarowego wykorzystano rdzeń antenowy RA 10x125/F-201
o przekroju kołowym [1] (nr katalogowy 61/79 – SWW 1158-425), wykonany z ferrytu
miękkiego F-201. Posiada on średnicę 10 mm i przed pocięciem na odcinki o długości 40 mm
i wyszlifowaniem powierzchni przecięć, posiadał on długość 125 mm. Parametry ferrytu
98
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
F-201 podane zostały w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 31, 33, 36, 39, 43, wyżej
wymienionego katalogu. Transformator złożono z dwóch jednakowych rdzeni typu U [1]
(nr katalogowy 4-1/79 – SWW 1158-413), wykonanych z ferrytu miękkiego F-806.
Zastosowany rdzeń U52/F-806 posiada długość całkowitą C=52 [mm] a pozostałe wymiary
rdzenia umieszczono w katalogu. Parametry ferrytu F-806, z którego wykonano rdzenie
zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44, wyżej
wymienionego katalogu. Każda z cewek miała z=200 zwojów nawiniętych drutem o średnicy
0,17 mm. Długość każdej cewki wynosiła 20 mm. Pomiarów dokonano mostkiem LCR typu
MT4090 firmy MOTECH w zakresie częstotliwości od 100[Hz] do 200[kHz].
układ b
układ a
układ c
Współczynnik sprzężenia k
Współczynnik sprzężenia k
układ a
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
0
50
100
150
200
0
50
układ c
100
150
200
f[kHz]
f[kHz]
Rys.1. Położenie wzajemne
cewek współosiowych z
rdzeniem i bez rdzenia
ferrytowego
układ b
1
0,95
0,9
0,85
0,8
0,75
0,7
0,65
0,6
0,55
0,5
Rys.2. Współczynnik sprzężenia
k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (bez
rdzenia ferrytowego)
Rys.3. Współczynnik sprzężenia
k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (z
rdzeniem ferrytowym)
Na rysunkach 2 i 3 przedstawiono przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla różnych
przypadków wzajemnego położenia cewek pokazanych na rysunku 1, bez rdzenia
ferrytowego oraz z rdzeniem ferrytowym. Na rysunku 5 i 6 pokazano wykresy indukcyjności
własnych i indukcyjności wzajemnej oraz przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla
transformatora z rdzeniem ferrytowym z rys. 4. Wartości na wykresach podane zostały w
funkcji zmian częstotliwości.
L1
L2
d=0,5mm
M
Współczynnik sprzężenia k
Indukcyjność [mH]
7
6
5
4
3
2
1
0
0
50
100
150
d=5mm
0
50
100
150
200
f[kHz]
f[kHz)
Rys. 4. Położenie wzajemne
cewek transformatorze z
dzielonym rdzeniem
ferrytowym
200
d=2,5mm
1
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
Rys. 5. Indukcyjność własna
i wzajemna uzwojeń
transformatora ferrytowego
przy szczelinie powietrznej
d=5 mm
Rys. 6. Współczynnik sprzężenia
k uzwojeń transformatora dla
różnych
wartości
szczeliny
powietrznej d
Wnioski
Dla cewek umieszczonych współosiowo (rys. 1) jedna na drugiej, obecność rdzenia
ferrytowego wpływa znacząco na pracę cewek tylko wówczas, jeżeli jest on wsunięty
całkowicie w cewki. Częściowe wsunięcie ferrytu nie poprawia zbytnio sprzężenia, nawet
przy częstotliwościach powyżej 100 [kHz]. Przy wysunięciu jednej cewki z drugiej
gwałtownie maleje współczynnik sprzężenia. W przypadku braku szczeliny
w transformatorze z rdzeniem ferrytowym (rys.4), cewki posiadają maksymalny
współczynnik sprzężenia i minimalny zakres częstotliwości roboczych. Dla tego samego
rdzenia ferrytowego, wraz ze wzrostem szczeliny powietrznej rośnie zakres częstotliwości
pracy, natomiast wzrost reluktancji szczeliny powietrznej powoduje zamykanie się pola
99
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
magnetycznego wokół cewki wzbudzającej i mniejsze oddziaływanie strony wtórnej na stronę
pierwotną (maleje sprzężenie magnetyczne). W takim przypadku, dla optymalnej sprawności
przekazywania energii, należy niezależnie od strony pierwotnej dostroić stronę wtórną
transformatora do tej samej częstotliwości rezonansowej do jakiej została dostrojona strona
pierwotna.
Literatura
[1] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty agnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i
uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego „WEMA”, Warszawa 1979.
[2] Mecke, R., Rathge, C.; Fischer, W.; Andonovski, B.; Analysis of inductive energy transmission systems
with large air gap at high frequencies, 10th European Conference on Power Electronics and Applications
(EPE), Toulouse 2003, Proceedings na CD-ROM.
[3] Piróg S., Stala R., Gąsiorek S.; Bezstykowe zasilanie ruchomych, separowanych odbiorników energii
elektrycznej, Przegląd Elektrotechniczny R. LXXIX, cz. I: Dobór konfiguracji układu, nr 5, 2003 s. 326–
333, cz. II: Realizacja praktyczna układu, nr 6. 2003, s. 410-414.
SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL –
ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH
ELECTROSTATIC FIELD MILL METER
Zygmunt J. Grabarczyk
Central Institute for Labour Protection – National Research Institute, Warsaw
The risk assessment of the ignition of explosive atmospheres (EX) by electrostatic discharges
(ESD) needs including brush discharges from the electrified dielectric or insulated metallic
surfaces. For that, usually the measurement of surface charge potential or electrostatic field
intensity at that surface is the basic tool. To avoid any contact of the meter with charged object
(to prevent fast discharge the object through the meter), non-contact methods are used.
The most popular is a proximity field mill meter, calibrated with the standardised method (see
Fig. 1).
The voltmeter calibrated at that setup as at Fig. 1, is used to measure surface ES voltage of the
dielectric materials or object. The electric charge carriers on dielectric surface cannot migrate
as in metallic materials so the ES field and potential distribution at the surface as that at Fig. 1
and that at Fig. 2 are expected to be different. For that reason, the measurement error can be
expected. To evaluate the order of this error, computations of the field and potential were
made for the model shown at Fig. 2.
Computations were made by the software OPERA 3D– TOSCA (product of Vector Fields).
The results was shown at Fig. 3.
100
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Mill voltmeter to
be calibrated
Calibration
metallic plate
d - separation
distance (0.1 m)
High voltage DC
voltmeter
Insulators
High voltage DC
regulated supplier
D equael at least the separation distance
(if d = 0.1 m, D ≥ 1 m)
H - room hight
Fig. 1. Arrangement of the setup for calibration of a proximity field mill voltmeter, with accordance to BS
7506:Part 2: 1996 – Methods for measurements in Electrostatics
Proximity mill
voltmeter
Dielectric
electrified
surface
h - hight over floor
d =0.1 m
D
Db – room diameter
Fig. 2. Model arrangement of the measurements of electrostatic potential of the electrified dielectric surface.
Grounded voltmeter and the dielectric sample are tightly surrounded by grounded conducting cylinder which
imitates the room
ES potential measurement error
Dielectric disc diameter D, m
0
0,5
1
1,5
2
0
Relative error
-0,1
h = 0,5 m
-0,2
h= 1m
-0,3
h = 1,5 m
-0,4
-0,5
-0,6
-0,7
Fig. 3. Dependence of the error of measurement electrostatic potential of electrified dielectric disc with uncontact electrostatic mill voltmeter.
Disc thickness – 2 mm, surface charge density – 88,5 µC/m2, Room diameter Db = 4m, room height H=4m
D – disc diameter, h – height of the upper disc surface over the floor.
According to the obtained results, the measurement of the surface charge potential on the
surface of electrified plane dielectrics is not reliable measure for ignition risk assessment.
101
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Appropriate correction factors are necessary if use the proximity mill electrostatic
voltmeter for ignition risk evaluation, as in Polish standard (PN-E-05201:1992 Protection
against static electricity – Methods of assessment of the hazards caused by electrification
of solid dielectric – Methods of fire or explosion risk assessment).
PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM
WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE
MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO
PRZEZ OBIEKT BADANY
Sławomir Gryś
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
W referacie przedstawiono możliwości autorskiego programu komputerowego do detekcji
i oceny wybranych parametrów podpowierzchniowych wad materiałowych metodą aktywnej
termografii w podczerwieni. Przez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów
w strukturze badanego materiału, określenie lokalizacji oraz liczby defektów. Charakteryzacja
to działanie zmierzające do określenia charakteru wady materiałowej, tj. wyznaczenia
głębokości na jakieś się znajduje, rozmiaru, właściwości cieplnych w stosunku do
właściwości materiału badanego. Realizacja powyższych celów metodą aktywnej termografii
wymaga zastosowania zaawansowanych technik przetwarzania zarówno pojedynczego
termogramu jak i serii termogramów. Oprogramowanie firmowe, współpracujące z kamerą
termowizyjną, rejestrującą promieniowanie elektromagnetyczne w zakresie podczerwieni, np.
7-14 m, umożliwia jedynie wstępną charakteryzację defektów.
Prezentowany program udostępnia prosty i intuicyjny interfejs GUI oraz implementuje różne
techniki przetwarzania danych, m.in. kontrast filtrowany, segmentację termogramu metodą
Otsu, etykietowanie obiektów oraz jednowymiarowy model analityczny zjawisk fizycznych
zachodzących w strukturze badanego materiału. Podstawowe możliwości programu „IR
Defect detector” w zakresie prezentacji termogramów oraz towarzyszących danych
pomiarowych są następujące:
 obsługa folderów i plików oraz błędów spowodowanych niewłaściwym formatem
danych,
 prezentacja termogramu 2D lub 3D zapisanego w formacie *.mat środowiska Matlab,
 projekcja daty i czasu rejestracji analizowanego termogramu,
 projekcja odstępu w czasie pomiędzy kolejnymi termogramami,
 projekcja numeru termogramu z sekwencji termogramów z możliwością jego wyboru,
 projekcja emisyjności, użytej w modelu przetwarzania kamery do wyznaczenia
temperatury powierzchni badanej,
 projekcja rozdzielczości geometrycznej dla przyjętej w modelu przetwarzania kamery
odległości kamery od obiektu, parametrów zastosowanej optyki i matrycy kamery,
102
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Do detekcyjnych możliwości programu, uzyskanych dzięki implementacji kontrastu
filtrowanego i algorytmu automatycznej detekcji i oceny parametrów defektów [1,2] należą:
 estymacja niejednorodnego tła napromienienia powierzchni badanego obiektu [3],
 zmniejszenie wpływu błędu pomiaru temperatury kamerą termowizyjną na jakość
detekcji i charakteryzacji defektów,
 segmentacja termogramu na dwie klasy: defekt - brak defektu,
 automatyczne zliczanie i raportowanie wykrytych defektów,
 graficzne wskazanie współrzędnych x,y punktów charakterystycznych defektów,
 dobór parametru filtru wygładzającego [1,2],
 manualny lub automatyczny dobór progu segmentacji,
 określenie głębokości, na której znajduje się defekt [1,2],
 określenie relacji cieplnej badanego materiału i materiału defektu (ang. thermal
mismatch factor),
 projekcja zmian w czasie wartości KFWP dla punktów charakterystycznych defektów.
Ograniczenia programu w prezentowanej wersji:
 konieczność wstępnego przygotowania danych wejściowych w formacie *.mat.
 praca w trybie off-line, stąd brak możliwości przetwarzania w czasie rzeczywistym,
 brak automatycznego doboru parametru filtracji wygładzającej,
 brak wbudowanej tablicy parametrów cieplnych i fizycznych materiałów, stąd
konieczność zadawania współczynnika dyfuzji cieplnej badanego materiału (ang.
diffusivity of material – rys. 1) i współczynnika niedopasowania cieplnego,
niezbędnych do określenia głębokości defektu,
 brak szacowania niepewności pomiaru głębokości defektu.
Na rysunku 1a przedstawiono przykładowy efekt działania programu dla nagrzewanej próbki
materiału z pleksiglasu. Program poddaje analizie termogram nr 60, pochodzący z końca fazy
nagrzewania próbki. Na górnym termogramie jest wyraźnie zauważalny efekt
niejednorodnego napromienienia powierzchni próbki, usunięty dzięki zastosowaniu techniki
kontrastu filtrowanego, będącej jedną z technik estymacji tła – „termogram” dolny.
Rys. 1. Przykładowy widok okna programu „IR defect detector” dla próbki z 9 defektami podpowierzchniowymi
Rys. 1b przedstawia rezultat dalszego przetwarzania danych pomiarowych. Na górnym
termogramie przedstawione są przebiegi zmian w czasie wartości kontrastu filtrowanego
KFWP dla powierzchni próbki badanej nad środkami 9 wykrytych defektów. Dolny
„termogram” prezentuje efekt segmentacji termogramu na obszar tła (kolor niebieski)
i defekty (kolor czerwony) metodą Otsu. Prawy panel okna, nazwany „Defect
characterization” dostarcza informacji o liczbie automatycznie policzonych defektów,
103
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
głębokości na jakich się znajdują oraz charakterze cieplnym defektu (tu powietrze) w
stosunku do właściwości cieplnych materiału badanego (tu pleksiglasu). Przypisanie
wyznaczonych współrzędnych do konkretnego defektu jest uzyskiwane poprzez kliknięcie w
oknie „XY coordinates” na wybrane współrzędne defektu. Uaktywnia to punkt
charakterystyczny defektu (lokalne ekstremum) w formie migającego krzyżyka. Manualne
ustawianie progu detekcji umożliwia wykrycie defektów głęboko położonych, gdy dostępne
są termogramy jedynie z początku fazy nagrzewania. Automatyczna analiza sekwencji
termogramów z aktywną lub nieaktywną charakteryzacją defektów jest możliwa po wybraniu
opcji „Auto”. Układ graficzny programu od 2011 jest chroniony europejskim prawem jako
wzór przemysłowy [4].
Wnioski
Program „IR Defect detector” dostarcza nowych możliwości w zakresie wykrywania
i charakteryzacji podpowierzchniowych defektów. W prezentowanej wersji jest przeznaczony
do prowadzenia dalszych badań modelowych i eksperymentalnych. Jego fuzja z programem
ThermaCAM Researcher w jedno narzędzie programistyczne stanowiłaby interesujące
rozwiązanie do zastosowań komercyjnych.
Literatura
[1] Gryś S.: “Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography”, OptoElectronics Review, 19 (2011), no. 2, p. 234-241.
[2] Gryś S. (2012) “New thermal contrast definition for defect characterisation by active thermography”
Measurement, http://dx.doi.org/10.1016/j.measurement.2012.03.017.
[3] Dudzik S.: “Approximation of thermal background applied to defect detection using the methods of active
thermography”, Metrology and Measurement Systems, vol. XVII (2010), no. 4, p. 621–636.
[4] Gryś S.: „Defect detector - graphical user interface” Community design, Certificate of Registration No.
001857129-0001, Office for Harmonization in the Internal Market. Trade Marks and Designs, 2011.
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU
NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE
PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY
Sławomir Gryś
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Wymagania współczesnego rynku pociągają za sobą konieczność zapewnienia wysokiej
jakości i niezawodności wytwarzanych dóbr konsumenckich, urządzeń czy obiektów, co
wymusza rygorystyczną kontrolę jakości na etapie produkcji oraz często okresową ocenę
stanu technicznego badanego obiektu. Jeśli wspomniana ocena musi odbywać się in situ,
dodatkowo bez przerywania pracy obiektu i zmiany jego właściwości lub parametrów
technicznych, wówczas sięga się po metody badań nieniszczących. Każda metoda jest oparta
na opisie zjawisk fizycznych i obserwacji mierzalnych wielkości, których analiza pozwala na
wykrycie anomalii przez porównanie z analizą sygnałów dla materiału jednorodnego.
104
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W niniejszym artykule przedstawiono, w sposób ogólny, problematykę wykrywania i oceny
wybranych cech (parametrów) defektów na podstawie zmian pola temperatury powierzchni
badanego obiektu poddawanego pobudzeniu cieplnemu, rejestrowanych w zakresie 7-14 µm
widma elektromagnetycznego (podczerwień). Na rys. 1a jest widoczny przekrój przez próbkę
materiału badanego (mat) z widocznym defektem (def). Przyjęto, że w kierunku prostopadłym
do kierunku padania promieniowania wymuszenia cieplnego materiał badany jest
nieskończenie rozległy. Oznaczono, T - temperaturę, e - efuzyjność cieplną materiału (zależną
od jego właściwości cieplnych), D - średnicę defektu, L - głębokość defektu lub grubość
warstwy materiału.
Poprzez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów w strukturze badanego
materiału oraz określenie ich lokalizacji oraz liczby. Do realizacji tego celu metodą aktywnej
termografii jest wystarczająca analiza pojedynczego termogramu bez konieczności jego
dalszego przetwarzania. Wystąpienie znacznej różnicy temperatury sąsiednich pikseli
względem tła wskazuje na niejednorodność materiału klasyfikowaną jako defekt. Jednak,
automatyzacja tego procesu wymaga zaawansowanych technik obróbki numerycznej
termogramów, rozpatrywanych zależnie od kontekstu, jako klasyczne obrazy lub rozkłady pól
temperatury [1]. W pierwszym przypadku nie jest istotna informacja w wartości bezwzględnej
temperatury piksela, lecz jej relacja do wartości pikseli sąsiadujących.
a)
b)
Rys. 1. Przekrój przez próbkę z defektem (a) oraz propagacja „fali cieplnej” w głąb materiału dla różnych chwil
czasowych z zaznaczonymi maksymalnymi wartościami amplitudy dla z/ =1 i z/μ=2 (b)
Zadaniem oceny wybranych parametrów defektów, nazywanej niekiedy charakteryzacją [2],
jest dostarczenie informacji o: głębokości, na jakiej defekty się znajdują, wymiarach
geometrycznych oraz właściwościach cieplnych w stosunku do właściwości materiału
badanego. Charakteryzacja wymaga analizy pojedynczego termogramu jak i sekwencji
termogramów w czasie oraz przyjęcia modelu zjawisk cieplnych, zachodzących w materiale
jednorodnym lub układzie ciał: materiał badany-materiał defektu [3]. Termogram jest
traktowany, jako dwuwymiarowy zbiór wartości temperatury zaobserwowanej w pewnej
chwili czasowej. Analiza pojedynczego piksela w zadanym horyzoncie czasowym pozwala na
określenie zmienności temperatury w czasie punktu powierzchni o wymiarze
odpowiadającym rozmiarowi piksela. Odpowiada to klasycznemu pojęciu analizy odpowiedzi
dynamicznej badanego obiektu na wymuszenie impulsowe, skokowe lub periodyczne, zależne
od zastosowanych rozwiązań technicznych.
Podstawą proponowanego rozwiązania problemu detekcji i charakteryzacji defektów jest
analiza zjawisk fizycznych. Dla warunków z rys. 1a, przyrost temperatury jednorodnego
105
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
materiału, względem temperatury początkowej To, poddanego wymuszeniu cieplnemu na
powierzchni, można wyrazić jako funkcję głębokości z i czasu t – rys.1b:
 z

z
T z, t   To exp   cos 2  f  t  






z warunkiem brzegowym:
(1)
T z  0, t   To cos2  f  t 
(2)
gdzie: To jest maksymalną amplitudą oscylacji. Powyższe równanie ujmuje charakter zmian
temperatury w jednym wymiarze, względem zmiennej głębokości z, stąd przyjmuje się, że
materiał w obu pozostałych wymiarach przestrzeni jest nieskończony. Ponadto, wzór jest
słuszny dla czasu po zaniknięciu stanu nieustalonego w materiale, spowodowanym
załączeniem wymuszenia. Wynika z niego, że ze wzrostem głębokości z oscylacje
temperatury są tłumione i przesunięte w fazie względem wymuszenia na powierzchni
materiału. Od częstotliwości wymuszenia f, Hz oraz dyfuzyjności cieplnej materiału a, m2/s,
zależy głębokość wnikania „fali cieplnej” μ, m:
 
a
 f
(3)
Na głębokości z/μ=1 wartość maksymalna amplitudy wynosi już tylko ∆T( ,t)max=
=exp(-1)To=0,368To a dla z/μ=2, tzw. długości „fali cieplnej”, praktycznie fala zanika, gdyż
∆T(2μ,t)max=0,0019To0 – rys. 1b. Im wyższa częstotliwość pobudzenia tym mniejsza
głębokość wnikania, co w kontekście badań nieniszczących, ogranicza głębokość inspekcji
struktury materiału do warstw podpowierzchniowych. Wystąpienie defektu na pewnej
głębokości skutkuje odbiciem „fali cieplnej”, widocznym na powierzchni materiału jako
zwiększenie lub obniżenie temperatury w porównaniu z obszarem jednorodnym bez defektu.
Wnioski
Syntezą dotychczasowych przemyśleń i doświadczeń autora w zakresie problematyki
wykrywania defektów metodą aktywnej termografii jest metodyka badawcza, której istotnym
elementem są rozwiązania algorytmiczne, zaimplementowane w oprogramowaniu „IR defect
detector”. Skuteczność metodyki jest sukcesywnie potwierdzana wynikami badań
modelowych i eksperymentalnych.
Literatura
[1] Gryś S.: „Wyznaczanie wybranych parametrów defektów materiałowych metodą aktywnej termografii w
podczerwieni” rozdział w Minkina W. (red.) „Wybrane problemy współczesnej termografii i termometrii w
podczerwieni” Wydawnictwo Politechniki Częstochowskiej, Częstochowa 2011, str. 41-61.
[2] Udpa L., Mandayam S., Udpa S., Lord W., Sun Y.: „Magnetic flux leakage inspection of gas pipelines:
neural networks for signal characterization, compensation and identification. Topical Report: GRI-96,
Technical”, Report, Gas Research Institute, Chicago, IL, 1996.
[3] Gryś S.: “Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography”, OptoElectronics Review, 19 (2011), no. 2, p. 234-241.
106
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL
TYPE ON INDUCTION MOTOR CHARACTERISTICS
Miralem Hadžiselimović1,2, Ivan Zagradišnik2, Bojan Štumberger1,2
1
2
University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,
University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia
Introduction
In electrical devices, electrical machines, and other electrical equipment a variety of materials
and alloys are used for current carrying conductors. Some of these materials are silver,
copper, gold, aluminium and brass as alloy. The two most frequently used materials are
copper and aluminium and both have several different properties, which can be presented as
advantages for use in different electrical applications. To choose the appropriate material, the
designers have to take into account material properties as for example: electrical and thermal
conductivity, mass density, coefficient of thermal expansion, etc. Very important factor for
designers and producers is also the temporary material price on the world market. In this
paper impact of copper and aluminium for stator and rotor winding materials on induction
motor characteristics will be analyzed.
Description of used induction motors
This paper deals with the three four poles induction motor prototypes which are different in
axis height size: 90 mm, 112 mm and 132 mm. All of them have standard IEC stator and rotor
lamination. Normally, the producers of induction motors used copper for stator winding and
aluminium for rotor winding (squirrel-cage). In the case of copper substitution with
aluminium in stator winding, the resistance of stator winding at the same winding geometry
increase in the ratio of materials resistivity (Table 1). These leads to higher winding joule
losses and consequently lower efficiency of induction motor. To avoid this problem the
diameter of aluminium wire must be increased, while winding fill factor and stator slot crosssection area stay the same. This yields to prolongation of stator and rotor lamination in order
to maintain the same induced voltage in stator winding. Different situation is with the
replacement of aluminium as conductor material in rotor with copper. For the same squirrelcage geometry in copper squirrel-cage design the rotor losses decreases, which is advantage in
comparison to the aluminium squirrel-cage. However in this case higher copper mass density
is disadvantage due to the increasing of rotor inertia. This can lead to undesirable problems in
high dynamic performance drives as sport electrical vehicles or servo drives.
Table 1. Copper and aluminium properties.
Property
resistivity  mm /m
Copper
Aluminium
0,016642
0,03
mass density  kg/dm3 
8,89
2,7
expansion coefficient m/(m °C) 
16,7
23,86
thermal conductivity  W/(m K) 
398
210
melting point  C 
1084
660
specific heat  J / (kg K) 
384,6
904
2
107
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
In this paper the three different set of calculated electrical and mechanical characteristics will
be presented. Firstly, for standard material combination, this means copper as stator and
aluminium as rotor winding material. Next results will be presented for aluminium as stator
and rotor winding material and at the end for copper as stator and rotor winding material. For
all three combinations the optimal design of induction motor will be calculated at the same
stator and rotor lamination. The lamination length and diameter of stator winding wire will be
varied in process of optimization. The example of stator and rotor lamination is shown in Fig.
1. Details of the stator and rotor slot geometry are shown in Fig. 2 and in Fig. 3, respectively.
BSR
material
F 400 T 50
R1
R
R1S
HUR
r
JN=1
JN2=0
R2
S
R2
R
HUS
Qs  36
HSR
360°
QS
HSS
Qr  44
Fig. 1. Example of stator and rotor lamination.
BSS
Fig. 3. Cross-section
of stator slot.
360°
QR
Fig. 4. Cross-section
of rotor slot.
Conclusion
Electrical and electromechanical characteristics of induction motor for three axis-height sizes
(90 mm, 112 mm and 132 mm) will be presented in the full paper. For each axis-height size
different copper and aluminium combinations for stator and rotor winding materials will be
analysed and presented. Finally after the technical performance analysis, financial analysis
will be conducted in order to select the appropriate combination of materials for the induction
motor production as well.
References
[1] Finley W.R., Hodowanec M.M.: ‘Selection of copper versus aluminium rotors for induction motors’, IEEE
Trans. Ind. Appl., 2001, 37, (6), pp. 1563–1573.
[2] Poloujadoff M., Mipo J.C., Nurdin M.: ‘Some economical comparisons between aluminum and copper
squirrel cages’, IEEE Trans. Energy Convers., 1995, 10, (3), pp. 415–418.
[3] Craggs J.L.: ‘Fabricated aluminum cage construction in large induction motors’, IEEE Trans. Ind. Appl.,
1976, 12, (3), pp. 261–267.
[4] Hartung E.C.: ‘Fabricated aluminum rotor construction for induction motors’. Proc. IEEE IAS Pulp and
Paper Conf., 1994, pp. 76–80.
[5] Olivares-Galva´n J.C., de Leo´n F., Georgilakis P.S., Escarela-Pe´rez R.: ‘Selection of copper against
aluminium windings for distribution transformers’. IET Electr. Power Appl., 2010, Vol. 4, Iss. 6, pp. 474–
485.
[6] www.wikipedia.org.
108
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL
OF IRON CORE INDUCTOR:
PARAMETERS IDENTIFICATION
Miralem Hadžiselimović1,2, Venco Ćorluka3, Željko Hederić3, Bojan Štumberger1,2
1
2
University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,
University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia
3
Josip Juraj Strossmayer University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia
Introduction
Inductors are used in analog circuits, power supplies, tube light circuits, also in electrical
transmission systems, where they decrease influence of lightning strikes, switching and fault
currents, etc. The simplest division of inductor type is on air core and iron core inductors. The
latter ones are particularly difficult to model because of the ferromagnetic material
nonlinearity. For modeling of electrical devices usually lumped and distributed parameter
models are used. The main aim of this research is to provide a well working dynamic model
of an iron core inductor, which includes magnetically nonlinear properties of iron core. The
base of this study is a simple magnetically linear dynamic model which is further developed
to two different types of magnetically nonlinear dynamic models. Both nonlinear dynamic
models have been developed via mathematical derivation of equation which describes
electrical subsystem of an iron core inductor. Benefit of the developed magnetically nonlinear
dynamic model is capability for analysis of transient phenomena in inductors (inrush current).
Modeling of iron core inductor
Magnetically nonlinear model of an iron core inductor is complete when parameters of model
are determined. Those parameters are coil resistance and magnetically nonlinear characteristic
of iron core. Aforementioned characteristic is usually represented as function of magnetic flux
density versus magnetic field strength (BH curve). This form is advantageous for models with
distributed parameters such as the finite element method. For lumped parameter models
usually parameter is linear inductance (appropriate for steady-state analysis) or characteristic
of magnetic flux linkage in dependency on coil current (appropriate for dynamic analysis).
Flux linkage characteristic can be determined by experimental or numerical methods.
Experimentally this characteristic can be determined in time-domain by measurements of
voltage and current waveforms. With numerical integration of voltage and current time
waveforms from measurements, the hysteresis loops are determined, which are presented in
Fig. 1. By connecting the peaks of hysteresis loops the unique magnetic flux linkage
characteristic is obtained (Fig. 2). Shape of this single-valued characteristic is quite different
than single-valued BH curve characteristic used in the finite element method. Especially in
the first part of the flux linkage versus current characteristic, the slope of flux linkage versus
current characteristic is changeable, which is presented in Fig. 2. Influence of the exact
modeling of the aforementioned part of characteristic on transient analysis in dynamic lumped
parameter iron core inductor model will be briefly discussed in the proposed paper.
Comparison of simulation results obtained by proposed dynamic models, which includes
109
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
experimentally and numerically determined magnetic flux linkage characteristics, will be
presented in the full paper version as well.
(i) karakteristika
1
0.5
 [Vs]
 [Vs]
0.8
0
0.6
0.4
0.2
-0.5
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0
i[A]
0.2
0.4
0.6
0.8
i [A]
Fig. 1. Experimental determined hysteresis
loops
Fig. 2. Unique flux linkage characteristic
Proposed magnetically nonlinear dynamic models of a iron core inductor
From the theory it is well known that magnetic iron cores have nonlinear magnetic
characteristics. To consider magnetically nonlinear properties of used iron core the static Ls
and dynamic Ld inductances are introduced (Fig. 3) in the proposed models.
Ψ
Ld 
Ls 

i

i
 const.
i
Fig. 3: Static and dynamic inductances
Conclusion
Simulation results of all three models for iron core inductor (magnetically linear, magnetically
nonlinear with static inductances and magnetically nonlinear with dynamic inductances) will
be presented and compared with measurements results.
References
[1] M. Hadžiselimović, G. Štumberger, T. Marčič, B. Štumberger, I. Zagradišnik, Magnetically nonlinear
dynamic model of synchronous motor with permanent magnets. J. magn. magn. mater. 2007, vol. 316, pp.
e257-e260.
[2] M. Hadžiselimović, B. Štumberger, P. Virtič, P. Pišek, T. Marčič, G. Štumberger. Determining parameters
of a two-axis permanent magnet synchronous motor dynamic model by finite element method. Prz.
Elektrotech., 2008, vol. 84, no. 1, pp. 77-80.
110
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD
Paweł Jabłoński
Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering
Analysis of magnetic field in realistic configurations, like current lines enclosed in conductive
shields, often requires a use of numerical methods. Since the shields are usually relatively
thin, they can be troublesome in numerical analysis. In FEM, for example, they require a very
fine mesh, in BEM – result in nearly singular integrals, the numerical evaluation of which can
be very inaccurate. Therefore, thin shields require special treatment [1-3]. This paper show
one of possible approaches.
Three-phase current line with time-harmonic currents I1, I2, I3 is enclosed in a thin conductive
shield Ωs, the thickness of which, d, is relatively small (Fig. 1). The internal and external
regions of the shield are Ωi and Ωe, respectively. All regions are non-magnetic
(μr = 1). The goal is to find out the magnetic field and such parameters as Joule power losses
in the shield.
Ωe
γe = 0
Si
Se
I1
y
z
x
γs
ω
I3
Ω3
S3 γ3
Ω1 S1
d
γ1
Ωi
ω
Ω2
γ
γ =0
I2 2 S2 i
ω
Ωs
Fig. 1. Current lines enclosed in a thin shield
The z-component of the magnetic vector potential fulfills the following equations in particular
regions:
k  s,1, 2, 3,



k  i, e,

 2 A( k )  κ k2 A( k )  0,
 2 A( k )  0,
(1)
where κk2 = jωμ0γk. The continuity of the tangent components of magnetic field intensity
results in the continuity of normal derivatives of A on each boundary. Since different potential
gauge is used in each region (to make the Helmholtz equations homogeneous), the potential
can be discontinuous on the boundaries so that
S k : A(i )  A( k )  Ck ,
Si : A  A
(i )
(s )
 0,
k  1, 2, 3,
(e)
Se : A
A
(s )



 Cs ,

(2)
where Ck and Cs are 3 + 1 constants corresponding to each conductive region. To determine
them, 4 additional equations must be formulated. They are Ampère’s laws for contours being
the cross sections of boundary surfaces Sk and Se:
 A( k )
 n d Γ   μ0 Θ k , k  s,1, 2,3,
Γ
(3)
k
111
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
where Θk is the total current through contour Γk (i.e. Θs = ΣIk, Θ1 = I1, Θ2 = I2, Θ3 = I3).
The discrete forms of the continuity conditions are as follows:
A ik  A kk  1Ck ,
A ee  A se  1Cs ,
Qik  Q kk ,
Q ee  Qse ,
Aii  A si , 


i
s
Qi  Qi ,

(4)
where k = 1, 2, 3, and 1 is a column vector of ones. The conventional BEM approach (CBEM)
leads to a system of linear equations with unknowns Akk, Aes, Aes, Qkk, Qes, Qes, Ck, Cs, with
k = 1, 2, 3. When thickness d is very small, CBEM equation for region Ωs contains nearly
singular integrals. They can be avoided by using an approximate solution for Ωs. According to
[3], this results in the following approximate relationships:
Qsi  σAsi  τAse ,
Qse  σAse  τAsi ,
(5)
σ  κs coth κs d ,
τ  κs csch κs d .
(6)
Incorporating them the conventional BEM equations one obtains the approximate BEM
model (ABEM). When compared to CBEM, its system of equations does not contain Qes and
Qes, therefore, it has a smaller main matrix. There are no nearly singular integrals (for
sufficiently regular boundary of the shield). Theoretical considerations as well as numerical
tests showed that ABEM works properly at least if Θs = 0 (total current equal to zero). Also
the value of κsd seems to have a certain impact on the accuracy (the larger |κsd| the more
accurate is the approximate model). As an example, Fig. 2 shows a comparison of CBEM and
ABEM results for a symmetrical three-phase line. CBEM1 is CBEM with very accurate (and
time-consuming) evaluation of the nearly singular integrals, whereas ABEM and CBEM2 use
the same Gaussian integration. For sufficiently thick shields CBEM1 and CBEM2 give the
same results, whereas ABEM is rather inaccurate. For thinner shields CBEM2 is inaccurate,
whereas ABEM is more accurate. For very thin shields CBEM2 and CBEM1 crash, whereas
ABEM works quite well.
1 :Outside
Shield
1 :Shield
2 :Inside
2 :L1
S3
3 :L2
4 :L3
S4
S5
S21
Fig. 2. Values of tangential component of magnetic flux (real part) on the outer (S11) and inner (S21) surface of the
shield for specific values of parameters: Rw – wire radius, w – wire skin depth, Δs – shield skin depth,
dww – wire to wire distance, dws – wire to shield distance,  – the relative thickness of the shield
(thickness d divided by the inner radius)
References
[1] Krähenbühl L., Muller D.: Thin layers in electrical engineering. Example of shell models in analyzing eddycurrents by boundary and finite element methods, IEEE Transactions on Magnetics, 29 (1993), 2, 14501455.
[2] Jabłoński P.: Mathematica implementation of BEM model for magnetic field analysis in parallel conductors
with time-harmonic currents, Poznan University of Technology Academic Journals, 69, 2012, ss. 65-72.
[3] Jabłoński P.: Approximate BEM analysis of time-harmonic magnetic field due to thin-shielded current lines,
Proceedings of XXXV IC-SPETO, Gliwice-Ustroń 23-26.05.2012, 13-14.
112
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW
Z SATELITÓW METEOROLOGICZNYCH
WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY
Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki
Wojskowa Akademia Techniczna
Wydział Inżynierii Lądowej i Geodezji
Obrazy analogowe
„Epokę satelitarną” Szkolnego Biura Pogody Zakładu Meteorologii Wojskowej Akademii
Technicznej zapoczątkowało pojawienie się w 1976 roku stacji odbiorczej WESS-2 (NRD),
która odbierała zdjęcia z meteorologicznych satelitów okołobiegunowych. Ówczesne zdjęcia
wymagały klasycznej obróbki fotochemicznej i samodzielnego naniesienia siatki
kartograficznej, niezbędnej do poprawnej analizy pola zachmurzenia.
Obrazy zorganizowanego zachmurzenia o dużym bogactwie form od samego początku
rozpalały wyobraźnię synoptyków – rozpoznawano rodzaje chmur, identyfikowano fronty
atmosferyczne i cyklony, później poszukiwano relacji między obserwowanymi strukturami.
W tym czasie, kiedy często z fascynacją w oczach oglądano zdjęcia satelitarne, nikt nie
przypuszczał, że meteorologia satelitarna stanie się na długie lata, a właściwie to do dzisiaj,
ważnym kierunkiem badań realizowanych w Zakładzie.
W 1979 roku podczas kilkumiesięcznego stażu naukowego na uniwersytecie w Fort Collins w
Stanach Zjednoczonych prof. Rymarz „miał okazję zapoznać się z nowoczesną techniką
odbioru satelitarnego i wielostronną interpretacją zawartości zdjęć z satelitów
geostacjonarnych. Dotyczyła ona szczególnie struktur frontów głównych i cyklonów, czyli
skali makro, jak również wielu zjawisk i procesów mezometeorologii”. Przywiezione do kraju
pętle filmowe, które zawierały animacje procesów atmosferycznych zarejestrowanych na
zdjęciach z satelitów geostacjonarnych, szybko stały się wzorcem podstawowego materiału
do badań dynamiki systemów zachmurzenia.
Przełom w zakresie pozyskiwania zobrazowań satelitarnych nastąpił w marcu 1983 roku,
kiedy w Zakładzie zainstalowano stację do analogowego odbioru zdjęć z satelitów
geostacjonarnych, a głównie z METEOSATa. Zakład był pierwszą komórką wojskowej
służby meteorologicznej, która dysponowała takim sprzętem. Przejście od satelitów
orbitujących do geostacjonarnych oznaczało odbiór co 30 minut zdjęć z obszaru całej Europy,
Atlantyku aż po Amerykę Północną zamiast dotychczasowych dwóch zdjęć na dobę ze
znacznie mniejszego obszaru. Analiza wielu utworzonych serii zdjęć pozwalała na badanie
dynamiki procesów atmosferycznych. Posortowane zdjęcia zapisane na taśmie filmowej
tworzyły interesujące animacje. W zaciemnionej sali, przy terkocie projektora filmowego i
pod płynącymi na ekranie chmurami tworzyła się niepowtarzalna atmosfera, której nie da się
odtworzyć na monitorach współczesnych komputerów. Odbiór zdjęć, ich fotochemiczna
obróbka, konserwacja sprzętu oraz tworzenie archiwum zdjęć z satelitów orbitujących i
geostacjonarnych wymagały niebywałej sumienności i staranności. Ówczesne życie naukowe
w Zakładzie toczyło się w dużej mierze wokół badań z zakresu meteorologii satelitarnej.
113
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Obrazy cyfrowe
Istotą współczesnego meteorologicznego zabezpieczenia działań jest dostarczanie ośrodkom
dowodzenia wiarygodnych danych o stanie warunków atmosferycznych we wskazanym
rejonie oraz sprawdzalnych prognoz pogody, które wymagają zebrania i przetworzenia dużej
ilości danych. Bazę niezbędnych danych tworzą wyniki pomiarów z naziemnej sieci
pomiarowej, wyniki pionowych sondaży atmosfery, obrazy radarowe oraz obecnie w coraz
większym stopniu dane z satelitów meteorologicznych. Są one praktycznie jedyną, regularnie
otrzymywaną informacją o wybranych elementach pogody nad obszarami o rzadkiej sieci
pomiarowej lub całkowicie pozbawionych tej sieci.
Pokładowa aparatura pomiarowa satelitów meteorologicznych obejmuje: operacyjne systemy
skanowania liniowego, dostarczające obrazy powłoki chmur i powierzchni Ziemi w paśmie
widzialnym i w podczerwieni; przeszukujące wielokanałowe radiometry podczerwieni,
rejestrujące dane do określania zawartości ozonu oraz pionowego rozkładu temperatury i pary
wodnej w atmosferze; pasywne mikrofalowe czujniki temperatury, wykonujące pomiary
promieniowania w paśmie 5 ÷ 6 mm i dostarczające dodatkowe dane o profilu temperatury od
powierzchni Ziemi do wysokości 30 km; czujniki promieniowania gamma; czujniki gęstości
jonów i elektronów w atmosferze; urządzenia przeznaczone do badania jonosfery
i prognozowania wpływu warunków panujących w niej na propagację fal radiowych.
Wyniki pasywnego sondowania atmosfery przesyłane są na Ziemię w postaci zdjęć w
kanałach
widzialnych,
podczerwonych,
mikrofalowych, danych w kanałach
wielospektralnych do określania pionowego profilu temperatury i wilgotności.
Perspektywy rozwoju meteorologicznych systemów pomiarowych
Zasadnicze zmiany dotyczyć będą wyposażenia satelitów. Pojawi się nowa generacja
satelitów orbitujących ze sprzętem wykonującym pomiary w dodatkowych kanałach do
określania stanu fazowego chmur (woda / lód) oraz do odróżniania chmur niskich od pokrywy
śnieżnej lub lodowej. Nastąpią zmiany częstotliwości kilku kanałów, w celu poprawy
możliwości określania temperatury powietrza w troposferze oraz zawartości pary wodnej.
Najistotniejszą zmianą będzie wprowadzenie unowocześnionego zespołu detektorów
mikrofalowych o sześciokrotnie większej rozdzielczości w stosunku do zastępowanych oraz z
dwudziestoma kanałami. Zwiększenie rozdzielczości znacznie poprawi skale, w których
analizowane są dane. Nowe kanały umożliwią wyznaczanie pionowych profilów zawartości
pary wodnej, wodności chmur, wielkości opadu oraz parametrów powierzchni ziemi, m.in.
wilgotności gleby, prędkości wiatru nad powierzchnią oceanów.
Stanowisko badawcze do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych
Prace z zakresu meteorologii satelitarnej kontynuowane są w Zakładzie Systemów Informacji
Geograficznej rozwiniętego na bazie dawnego Zakładu Meteorologii. W skład nowoczesnego
stanowiska badawczego do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych wchodzi stacja
odbioru i konwersji cyfrowych danych satelitarnych ze stacjonarnym systemem antenowym.
Licencja udzielona Zakładowi przez Europejskie Konsorcjum ds. Eksploatacji Satelitów
EUMETSAT pozwala na bezpośredni odbiór danych z satelity MSG2. Oprogramowanie
stacji roboczej stanowiska badawczego (2met! firmy VCS) zapewnia odbiór, rejestrację i
podstawowe przetwarzanie danych satelitarnych z satelity MSG2 oraz retransmitowanych
przez MSG2 danych z satelitów Meteosat7, GOES13, GOES15, MTSAT1R, MTSAT2 i GTS.
114
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Odbierane są zdjęcia satelitarne w zakresach spektralnych 0,6µm, 1,6µm, 3,9µm, 6,2µm
i 10,8µm umożliwiające m.in. analizę struktur zachmurzenia, niestabilności atmosferycznych,
temperatury górnych warstw rejestrowanych obiektów (zachmurzenia, wód, lądu), zawartości
wody w środkowej i górnej części troposfery. Obecnie prowadzone są przygotowania do
rozbudowy stanowiska i rozszerzenia możliwości stacji na odbiór wszystkich dwunastu
kanałów spektralnych satelity MSG.
Dane satelitarne gromadzone są w archiwum utworzonym na macierzach dyskowych
zapewniających zapis danych z okresu około pięciu lat, co umożliwia prowadzenie analiz
dynamiki atmosfery w długich okresach obserwacyjnych.
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH
DLA IDENTYFIKACJI OSÓB NA PODSTAWIE CHODU
Henryk Josiński1,2, Adam Świtoński1,2, Agnieszka Michalczuk1, Konrad Wojciechowski1,2
1
Wydział Zamiejscowy Informatyki, Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,
Bytom
2
Instytut Informatyki, Wydział Automatyki, Elektroniki i Informatyki, Politechnika Śląska, Gliwice
Wprowadzenie
Termin „motion capture” (mocap) został zdefiniowany jako stworzenie trójwymiarowej reprezentacji wystąpienia na żywo („The creation of a 3D representation of a live performance.”)
[2]. Podkreślono w ten sposób rolę aktora ubranego w kostium z przyczepionymi markerami,
odtwarzającego określone zachowanie, gestykulację czy sposób poruszania się. Znaczenie
techniki mocap wykracza jednak poza obszar animacji wykorzystywanej w filmach i grach –
rejestracje pacjentów z określonym schorzeniem (np. choroba Parkinsona) stanowią interesujący materiał do analiz dla celów diagnostyki medycznej.
Znaczenie problematyki badawczej
Sposób poruszania się jest jednym z elementów charakterystyki biometrycznej człowieka.
Opracowanie skutecznych metod identyfikacji osób na podstawie cech wyekstrahowanych
lub wyselekcjonowanych z danych reprezentujących chód stało się więc ważnym i cieszącym
się dużym zainteresowaniem problemem badawczym (obszerny przegląd metod zawarto m.in.
w [3]). Biorąc pod uwagę aspekt bezpieczeństwa publicznego, zaakcentowany w temacie realizowanego projektu badawczego1, szczególnie wartościowe będą wyniki uzyskane dla danych wideo, pochodzących np. z systemu monitoringu miejskiego. Istotne znaczenie mają
jednak również rezultaty otrzymane dla danych mocap, które, o ile potwierdziłyby wypraco-
1
Pracę zrealizowano w ramach projektu badawczego OR00002111 „Zastosowanie systemów nadzoru wizyjnego
do identyfikacji zachowań i osób oraz detekcji sytuacji niebezpiecznych przy pomocy technik biometrycznych
i inferencji postaci w 3D z wideo”.
115
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
wanie skutecznych technik badawczych, pozwolą w następnej fazie na ich zastosowanie do
danych wideo.
Etapy badań
W ogólnym zarysie prace badawcze realizowano w następujących etapach:
1. Akwizycja danych mocap chodu przy użyciu systemu Vicon.
2. Reprezentacja danych w postaci tensorów.
3. Redukcja wymiarowości za pomocą algorytmu wieloliniowej analizy składowych głównych (Multilinear Principal Component Analysis; MPCA).
4. Klasyfikacja danych o zredukowanej wymiarowości za pomocą metod dostępnych w systemie WEKA (Waikato Environment for Knowledge Analysis) [5]:
 „k najbliższych sąsiadów” (k Nearest Neighbors) dla
 naiwnego klasyfikatora bayesowskiego (Naive Bayes),
 naiwnego klasyfikatora bayesowskiego z dyskretyzacją cech,
 perceptronu wielowarstwowego (Multilayer Perceptron).
Charakterystyka poszczególnych etapów badań
Rejestracji nagrań sekwencji mocap chodu dokonano w laboratorium HML (Human Motion
Laboratory) [4] Wydziału Zamiejscowego Informatyki Polsko-Japońskiej Wyższej Szkoły
Technik Komputerowych (WZI PJWSTK) w Bytomiu, wykorzystując system akwizycji i
analizy kinematyki ruchu firmy Vicon, wyposażony w 10 kamer NIR (pracujących w bliskiej
podczerwieni) działających z prędkością akwizycji od 100 do 2000 ramek/s przy rozdzielczości matrycy 4 Mpx i ośmiobitowej głębi szarości. Zgromadzona w ten sposób baza danych
mocap chodu zawiera 353 sekwencje chodu dla 25 aktorów płci męskiej w wieku 20-35 lat.
Ponieważ metoda rejestracji sekwencji chodu oparta jest na modelu, który stanowi szkielet
złożony z 22 segmentów i punktu centralnego (ang. root), pojedyncza klatka każdej sekwencji
została zapisana w bazie jako uporządkowany ciąg, na który składają się wartości 3 składowych kątów Eulera dla każdego z 23 elementów szkieletu. Sekwencja liczy 128 klatek.
Zastosowany algorytm redukcji wymiarowości danych (MPCA) wymaga, aby dane zostały
wstępnie przetworzone do postaci tensorów. Pojedynczy tensor obejmuje pojedynczą sekwencję chodu i jest tensorem trzeciego rzędu, a jego kolejne tryby są opisane przez: numery składowych kątów Eulera, numery elementów szkieletu oraz numery klatek sekwencji.
Algorytm MPCA [1] realizuje redukcję wymiarowości danych tworząc dla każdego trybu tensora macierz rzutowania przy zachowaniu stopnia zmienności danych określonego zadaną
w % wartością parametru Q algorytmu. Użycie macierzy rzutowania pozwala następnie na
przekształcenie tensorów danych wejściowych w tensory o zredukowanej liczbie cech (tensory cech, ang. feature tensors), które w kolejnym etapie badań stanowią przedmiot klasyfikacji.
Rezultaty badań
Eksperymenty obliczeniowe realizowano z myślą o określeniu wpływu wartości parametru Q
na stopień redukcji wymiarowości danych, wyrażony przez liczbę cech P w tensorze cech,
oraz na skuteczność poszczególnych klasyfikatorów, mierzoną za pomocą współczynnika
CCR (Correct Classification Rate). Uzyskane zależności przedstawiono na rys. 1. Maksymalną skuteczność klasyfikacji (100 %) uzyskano dla perceptronu wielowarstwowego przy zredukowanej liczbie cech P równej 757, otrzymanej dla parametru Q przyjmującego dowolną
wartość z przedziału [99.82, 99.84] %.
116
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 1. Wpływ parametru Q na: a) liczbę wyekstrahowanych cech, b) skuteczność klasyfikacji
Podsumowanie
Przy użyciu danych chodu uzyskanych za pomocą techniki mocap wypracowano procedurę
badawczą umożliwiającą skuteczną identyfikację osób na podstawie ich sposobu poruszania
się, w której, ze względu na liczbę cech występujących w charakterystyce pojedynczej sekwencji chodu, uwzględniono również redukcję wymiarowości danych. Przetestowano klasyfikatory różnych typów. Kolejne etapy prac będą dotyczyć identyfikacji osób na podstawie
danych wideo z baz danych ośrodków naukowych oraz z systemu monitoringu miejskiego.
Literatura
[1] H. Lu, K. N. Plataniotis, A. N. Venetsanopoulos, „MPCA: Multilinear Principal Component Analysis of
Tensor Objects”, IEEE Transactions on Neural Networks, Vol. 19, No. 1, 2008, pp. 18-39.
[2] A. Menache, Understanding Motion Capture for Computer Animation and Video Games. Morgan
Kaufmann, 2000.
[3] M. S. Nixon, T. N. Tan, R. Chellappa, Human Identification Based on Gait. Springer, 2006.
[4] http://hml.pjwstk.edu.pl: strona laboratorium HML WZI PJWSTK w Bytomiu.
[5] http://www.cs.waikato.ac.nz/ml/weka/: strona systemu WEKA Uniwersytetu Waikato.
117
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ
DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA
W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH
Anna Jung1, Bolesław Kalicki1, Janusz Żuber1, Edward F.J. Ring2, Agnieszka Rustecka1,
Ricardo Vardasca3, Piotr Murawski4
1.
Klinika Pediatrii, Nefrologii i Alergologii Dziecięcej WIM w Warszawie
2.
Medical Imaging Research Unit, Faculty of Advanced Technology,
University of Glamorgan, UK
3.
Faculty of Engineering, University of Porto, Portugal
4.
Wydział Teleinformatyki WIM w Warszawie
Nieinwazyjne badania obrazowe mają istotny udział w diagnostyce medycznej. Należą do
nich badania termograficzne, którym drogę do zastosowań medycznych utorował rozwój
technik opartych o pomiar temperatur ciała ludzkiego. Metoda badania termowizyjnego
wykorzystuje zjawisko detekcji promieniowania podczerwonego oraz możliwość rejestracji
emisji z określonego obszaru powierzchni ciała. Jedną z jej podstawowych zalet jest
możliwość bezdotykowego wykonania pomiarów, co warunkuje pełną nieinwazyjność
badania. Wynik badania jest przedstawiany w postaci termogramu, w którym zakresy
temperatur będące odpowiednikiem natężenia promieniowania podczerwonego przedstawiane
są w skali barw. Badanie termograficzne powinno odbywać się w standaryzowanych
warunkach określonych przez Europejskie Towarzystwo Termologiczne i Komitet Norm
ISO.2 Niekwestionowaną zaletą badań termograficznych jest możliwość archiwizacji
wyników. Pozwala to na systematyczne monitorowanie procesu chorobowego i ciągłą
dostępność do zarejestrowanych wyników badań.
Współczesne rozwiązania techniczne pozwalają na rejestrację i przetwarzanie obrazów
termowizyjnych z równoległym obrazowaniem optycznym. W ocenie rejestrowanej emisji
promieniowania podczerwonego z badanego obszaru można posługiwać się szeregiem
parametrów, w tym: temperaturą minimalną, maksymalną, średnią; polem powierzchni
wewnątrz wybranej izotermy i innymi wskaźnikami statystycznymi. Na szeroką analizę
jakościową i ilościową badanego obszaru powierzchni ciała człowieka pozwala opracowane
przez autorów3,4 specjalistyczne oprogramowanie pozwalające na analizę i weryfikację
statystyczną wyników jakościowych opartych na skali barw. We wcześniejszych pracach
zespołu5 wykazano przydatność analizy ilościowej i jej przewagę nad analizą jakościową,
która jest oceną bardziej subiektywną i obarczoną większą skalą błędu.
Medyczne zastosowania termografii są rejestrowane od 1957 r. pierwszych badań
wykonywanych w Kanadzie. Kolejne doświadczenia i aplikacje medyczne miały ścisły
2
ISO TC 121/SC3-IECSC62D Particular requirements for the Basic safety and Essentials performance
of screening thermographs for human febr ile temperature
3
Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Plassmann P., Żuber J., Kalicki B. „Image therma Base” – a software tool
to capture and analyse thermal images. Thermal Int 2002; 12(2):60
4
Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Żuber J., Plassmann P., Kalicki B. „Image thermaBase” – a software
programme to capture and analyse thermographic images. Thermal Int 2003; 13(1):5-9
5
Jung A., Żuber J., Ring E.F.J., A casebook of infrared imaging of clinical medicine. MEDPRESS, Warszawa
2003.
118
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
związek z dynamicznym rozwojem nowych technologii. Początkowe ograniczenia metody,
związane z zastosowaniem kamer chłodzonych ciekłym azotem, zmieniła dostępność do
kamer nowej generacji wyposażonych w detektory o wysokiej rozdzielczości nie
wymagających chłodzenia. Ostatnie lata przyniosły również dynamiczny rozwój technologii
owocujących szeroką ofertą kamer termowizyjnych przystosowanych do szerokiego zakresu
badań, od zastosowań w przemyśle do medycyny i weterynarii.
Dotychczasowe doświadczenia dotyczące medycznych badań termograficznych pozwoliły na
krytyczną ocenę i weryfikację zastosowań. Aktualnie pełną akceptację badania
termograficzne uzyskały m.in. w medycznych badaniach podstawowych, reumatologii,
rehabilitacji, neurologii, chorobach skóry i tkanki podskórnej, chorobach narządu ruchu,
chorobach układu naczyniowego. Dobrym przykładem medycznego zastosowania metody
termowizyjnej jest zespół bólowy klatki piersiowej, w którym jedną z przyczyn jest
ograniczony stan zapalny chrząstek stawów mostkowo-żebrowych (zespół Tietzego). Badanie
termowizyjne pozwala w tym przypadku precyzyjnie zlokalizować rejon zapalenia
i wyeliminować inne przyczyny, np. ostry ból wieńcowy.
W przedstawionej pracy autorzy prezentują wyniki badań nieinwazyjnych pomiarów
temperatury ciała ludzkiego wykonanych przy zastosowaniu urządzeń pomiarowych: kamery
termowizyjnej przenośnej IR7, kamery termowizyjnej o wysokiej rozdzielczości SC640,
pirometru, termometru rtęciowego standardowego, termometru usznego. Celem badania było
ustalenie optymalnego modelu oceny temperatury ciała u pacjentów w różnych warunkach
badania.
Badania zgodnie z wytycznymi norm ISO przeprowadzono u 402 pacjentów Kliniki Pediatrii
w wieku od 1 r.ż.-16 lat oraz u 24 pacjentów Oddziału Intensywnej Opieki Medycznej w
wieku 19-79 lat. Wyniki opracowane statystycznie pozwoliły na ustalenie korelacji liniowej
dla pomiarów temperatury z wewnętrznego kąta oka i dołu pachowego. Jest to ważna
obserwacja, ponieważ ocena temperatury ciała w kącie wewnętrznym oka pozwala na pomiar
bezdotykowy w różnych warunkach stanu pacjenta. Taki rodzaj pomiaru może być
prowadzony w warunkach szpitalnych bez względu na stan pacjenta, jak również służyć do
szybkiej oceny ciepłoty ciała w ambulatorium. Pomiar temperatury ciała w okolicy
wewnętrznego kąta oka jest także możliwy do wykorzystania w szerszym zastosowaniu,
np. epidemiologicznej kontroli zakażeń. Odpowiednio ustawiona kamera termowizyjna,
np. w punktach odprawy na lotniskach może być pomocna w szybkim rozpoznaniu
podróżnych z gorączką i wdrożeniu postępowania prewencyjnego.
Ocena wykorzystanych w badaniach zestawów pomiarowych, z których kamera termowizyjna
wysokiej rozdzielczości była referencyjnym punktem odniesienia, wypadła pozytywnie dla
przenośnej kamery termowizyjnej IR7 oraz pirometru. Wartości temperatur badane zdalnie
przy pomocy tych urządzeń wykazywały wysoką korelację z pomiarem tradycyjnym
termometrem rtęciowym w dole pachowym. W tym zakresie wyniki badań mogą być
wykorzystane jako podstawa do wdrożeń bezdotykowej metody pomiaru temperatury ciała
ludzkiego. Taką potrzebę stwarzają również zalecenia sukcesywnego wycofywania
z użytku termometrów rtęciowych zgodnie z wytycznymi Unii Europejskiej.
Pomiary temperatury ciała metodą detekcji promieniowania podczerwonego mogłyby być
także wykorzystywane jako referencyjne w produkcji masowej termometrów
bezkontaktowych.
119
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW
NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ
KOROZYJNĄ STOPU NiTi
Marcin Kaczmarek
Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej,
Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych, Gliwice
Wprowadzenie
Jedną z najbardziej dynamicznie rozwijających się grup materiałów stosowanych na implanty
stanowią stopy z pamięcią kształtu (stopy NiTi). Ogromne zainteresowanie tymi stopami
wynika z ich szczególnych własności – zjawiska pamięci kształtu oraz nadsprężystości.
Współwystępowanie tych zjawisk wraz z dobrą odpornością korozyjną oraz
biokompatybilnością zapewnia możliwość szerokiego wykorzystania tych stopów jako
biomateriałów (stenty – np. kardiologiczne, urologiczne, przełykowe; płytki kostne; pręty do
korekcji skoliozy; filtry krwi; elementy zastawek serca; druty ortodontyczne). Jednakże
pomimo szerokiego wykorzystania stopów NiTi w zastosowaniach medycznych, zagadnienia
odporności korozyjnej oraz infiltracji jonów Ni do organizmu wciąż stanowią nie w pełni
rozwiązany problem. Wiele prac poświęconych badaniom odporności na korozję stopów NiTi
wskazuje na dobrą odporność korozyjną tych stopów. Jednakże wielu autorów podkreśla
zgodnie, że pomimo zadowalających wyników odporności korozyjnej należy się
skoncentrować na zagadnieniach modyfikacji powierzchni, które pozwoliłyby na ograniczenie
uwalniania jonów metali z powierzchni implantów. Pomimo, iż zabiegi modyfikacji
powierzchni, polegające na polerowaniu elektrolitycznym oraz pasywacji, zapewniające
wytworzenie na powierzchni warstwy TiO2, wydają się być wystarczające w odniesieniu do
zastosowania Nitinolu, wielu badaczy zwraca uwagę na konieczność poszukiwania takich
metod obróbki powierzchniowej, które w jeszcze większym stopniu zabezpieczą przed
uwalnianiem jonów Ni. Jednymi z tych metod są metody nanoszenia warstw węglowych,
których korzystne oddziaływanie znalazło potwierdzenie w badaniach implantów ze stali
Cr-Ni-Mo.
Celem przeprowadzonych badań było określenie wpływ wybranych metod modyfikacji
powierzchni oraz parametrów nanoszenia warstw węglowych na odporność korozyjną
stopu NiTi.
Materiał i metody
Materiał do badań stanowiła blacha o grubości 1 mm ze stopu NiTi w stanie nadsprężystym
firmy Memry. Skład chemiczny badanego stopu spełniał zalecenia normy ASTM 2063 – 05.
Chropowatość powierzchni wyjściowej (szlifowanej) wynosiła 0,7 m. W celu zmniejszenia
chropowatości powierzchni zastosowano polerownie mechaniczne. Proces polerowania
prowadzono najpierw na papierze ściernym #2000, a następnie z wykorzystaniem past
diamentowych o wielkości ziarna od 9 m do 1 m, uzyskując chropowatość Ra = 0,14 m.
Kolejnym etapem obróbki powierzchniowej było naniesienie warstw węglowych realizowane
dwiema metodami: metodą chemicznego osadzania warstwy węglowej z wykorzystaniem
plazmy metanu w polu elektrycznym wysokiej częstotliwości (RF PACVD - Radio Frequency
120
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Plasma Activated Chemical Vapour Deposition) oraz metodą magnetronową (RMS reactive
magnetron sputtering).
Proces prowadzono dwuetapowo. Pierwszy etap polegał na trawieniu jonowym próbek,
usuwając z ich powierzchni zaadsorbowane gazy. W drugim etapie na oczyszczone
powierzchnie próbek nanoszono warstwy węglowe przy zastosowaniu różnych wartości
potencjału polaryzacji.
Tablica 1. Wyniki badań odporności na korozję wżerową badanego stopu NiTi
Potencjał
EOCP, mV
Eb / Etr, mV
Enp, mV
Icor, nA/cm2
Szlifowanie
-253
487
-158
732
Polerowanie mechaniczne
126
1289
1162
387
- 1400
-147
1098
993
274
- 1200
-143
1148
1067
241
- 1000
-159
1095
988
162
- 800
-152
1146
1022
121
- 600
-146
1175
1083
143
- 500
-138
1306
1134
114
- 250
-167
1108
967
265
- 200
-175
1071
994
272
- 150
-181
1135
1128
265
Obróbka powierzchniowa
RF PACVD
RMS
polaryzacji, V
Odporność na korozję wżerową stopu NiTi badano metodą potencjodynamiczną, poprzez
rejestrację krzywych polaryzacji anodowej. Badania rozpoczynano od wyznaczenia
potencjału otwarcia EOCP. W dalszej kolejności zarejestrowano krzywe polaryzacji anodowej,
rozpoczynając pomiary od potencjału o wartości Epocz = EOCP − 100 mV. Zmiana potencjału
następowała w kierunku anodowym z szybkością 1 mV/s. Po uzyskaniu gęstości prądu
anodowego i = 1mA/cm2 zmieniano kierunek polaryzacji. W ten sposób rejestrowano krzywą
powrotną. Badania przeprowadzono w roztworze fizjologicznym Ringera. Na podstawie
krzywych polaryzacji anodowej wyznaczono: EOCP - potencjał otwarcia, Eb – potencjał
przebicia lub Etr – potencjał transpasywacji, Enp – potencjał repasywacji, icor – gęstość prądu
korozyjnego.
Wyniki
Wyniki badań odporności na korozję wżerową stopu NiTi poddanego różnym zabiegom
modyfikacji powierzchni przedstawiono w tablicy 1.
121
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ZASTOSOWANIE EIS
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH
MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU
Ti-6Al-4V ELI
Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak
Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej,
Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Gliwice
Wstęp
Stopy na osnowie tytanu charakteryzujące się bardzo dobrymi własnościami mechanicznymi,
małym ciężarem właściwym oraz dobrą odpornością na korozję wykorzystywane są w
różnych dziedzinach medycyny. Podstawowym kryterium przydatności biomateriału
metalowego przeznaczonego na implanty jest jego biokompatybilność, która ściśle jest
związana z własnościami fizykochemicznymi powierzchni implantu. Z pośród wielu
rodzajów stopów tytanu wykorzystywanych w medycynie, największe zastosowanie znalazł
stop Ti-6Al-4V ELI. Jest on najczęściej stosowany na implanty w ortopedii, traumatologii,
stomatologii czy kardiologii. Techniki modyfikacji powierzchni odgrywają bardzo dużą rolę
w kształtowaniu własności fizykochemicznych i biokompatybilności stopów tytanu. Wpływ
na akceptację implantu przez organizm, jak również przebieg procesu osteointegracji ma
właściwe przygotowanie jego powierzchni. W celu ograniczenia przenikania jonów
pierwiastków stopowych do organizmu można zastosować proces anodyzacji, w wyniku
którego na powierzchni implantu wytwarza się warstwa tlenkowa, której własności
fizykochemiczne uzależnione są od rodzaju elektrolitu, metody wytwarzania, czasu utleniania
oraz parametrów elektrycznych procesu. Jedną z metod weryfikacji zasadności stosowania
poszczególnych wariantów obróbki powierzchniowej poprzedzającej proces anodyzacji są
badania elektrochemiczne . Dlatego też celem pracy było wytypowanie najkorzystniejszego
wariantu modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowiącego skuteczną barierę dla
jonów metalicznych przenikających do roztworu w oparciu o badanie elektrochemicznej
spektroskopii impedancyjnej.
Materiał i metody
Do badań wykorzystano próbki ze stopu Ti-6Al-4V ELI pobrane z pręta o średnicy
d = 14 mm. Zarówno skład chemiczny, jak i struktura stopu była zgodna z zaleceniami normy
ISO. Modyfikacja powierzchni stopu obejmowała następujące zabiegi: obróbkę mechaniczną
(szlifowanie – 1, obróbka wibracyjna ‒ 2, polerowanie mechaniczne ‒ 3, piaskowanie ‒ 4) oraz
obróbkę elektrochemiczną (polerowanie elektrochemiczne ‒ 5, proces anodyzacji ‒ XV).
W badaniach uwzględniono również proces sterylizacji parowej. Proces anodyzacji
przeprowadzono przy napięciach o wartościach: 57 V, 77 V, 87 V, 97 V. W celu uzyskania
informacji o własnościach fizykochemicznych powierzchni próbek ze stopu Ti-6Al-4V ELI
przeprowadzono badania z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej.
W badaniach wyznaczono impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane
pomiarowe do układu zastępczego. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono
w postaci wykresów Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci wykresów
122
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Bode. Badania przeprowadzono w roztworze Ringera firmy B. Braun Melsungen
AG w temperaturze T = 37 ± 1 ºC, pH = 6.9 ± 0.2.
Wyniki
Uzyskane wyniki EIS stanowiły podstawę do wytypowania najkorzystniejszego sposobu
modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI, który zapewnia skuteczną barierę dla jonów
metalicznych oraz produktów korozji przenikających do organizmu – tabl. 1.
Tablica 1. Wyniki badan EIS
Ti-6Al-4V
Rs,
Ωcm2
Rct,
kΩcm2
CPEdl
Ydl.
ndl
Ω-1cm−2s−n
Rp,
kΩcm2
Cdl,
F
57
93300
1/2/3/4
58
164
0.2823e-6 0.98
11540
1/2/3/4/57V
58
2577
1/2/3/4/77V
57
2210
1/2/3/4/87V
57
676
0.1865e-6 0.89
315500
1/2/3/4/97V
57
10070
1/2/3/4/5
59
1026
1/2/3/4/5/57V
57
3005
1/2/3/4/5/77V
58
2408
1/2/3/4/5/87V
59
102100
1/2/3/4/5/97V
59
223
0.2105e-4 0,84
12660
1/5
57
726000
1/57V
58
2020
0.5732e-6 0,81
76600
1/77V
57
2372
0.1752e-6 0,89
20990
1/87V
58
43500
1/97V
58
127600
1/5/57V
57
1277000
1/5/77V
57
752000
1/5/87V
57
1717
214700
0,07
1/5/97V
1 ‒ szlifowanie, 2 ‒ obróbka wibracyjna, 3 ‒ polerowanie mechaniczne, 4
elektrochemiczne, XV ‒ anodyzacja (X reprezentuje wartość potencjału)
CPEp
Yp.
np
Ω-1cm−2s−n
Cp,
F
W,
Ω
0.3587e-4 0.81
0.3796e-6 0.93
0.43
0.4125e-6 0.88
0.45
0.3498e-6 0.85
0.65
0.3
0.2916e-4 0.82
0.2936e-6 0.88
0.11
0.1522e-6 0.89
0.34
0.2903e-6 0.89
0.1824e-6 0.92
0,2186e-4 0,87
0,4129e-8 0,52
0,1501e-5 0,78
0,8212e-6 0,83
0,1148e-9 0,98
0,1568e-6 0,92
0,1162e-6 0,92
0,1659e-6 0,67
0,43
‒ piaskowanie, 5 ‒ polerowanie
Przeprowadzone badania elektrochemiczne próbek nie poddanych polerowaniu
elektrochemicznemu jednoznacznie wykazały, że proces utleniania anodowego powinien
zostać przeprowadzony przy wartości potencjału 97 V. Zaobserwowano wówczas
występowanie warstwy pasywnej (tlenkowej) o charakterze pojemnościowym cp = 0,3 µF i
dużej rezystancji Rp = 315500 kΩcm2 co świadczy o bardzo dobrych jej własnościach
ochronnych. Wykazano również, że na powierzchni warstwy pasywnej występuje wówczas
warstwa porowata, której wartość rezystancji przeniesienia ładunku w porach wynosi
Rct = 676 kΩcm2. Warstwa ta jest wynikiem reakcji chemicznej jaka powstała wskutek
oddziaływania roztworu Ringera na powierzchnię stopu Ti-6Al-4V ELI.
Badania potencjodynamiczne oraz przenikalności jonów metalicznych do roztworu
przeprowadzone wcześniej przez autorów potwierdzają, że zaproponowany schemat
modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowi skuteczną barierę zabezpieczającą
implant przed oddziaływaniem płynów fizjologicznych. Uzyskanie warstwy powierzchniowej
o odpowiednich własnościach fizykochemicznych wpływa w sposób zasadniczy na poprawę
biokompatybilności wyrobów medycznych, co jest zjawiskiem korzystnym.
123
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE
MODULOWANE IMPULSOWO –
METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa
Wprowadzenie
Pole elektromagnetyczne wytwarzane przez źródła stosowane współcześnie
w radiokomunikacji i medycynie, w zdecydowanej większości przypadków, ma charakter
pola modulowanego
impulsowo. W przypadku telefonii komórkowej fala
elektromagnetyczna wykorzystywana jest jako nośnik sygnałów umożliwiających
bezprzewodową realizację łączności, przy czym łączność z poszczególnymi abonentami
odbywa się w określonych odcinkach czasu (impuls czasowy).
W przypadku urządzeń medycznych modulacja impulsowa umożliwia wytwarzanie pól
o znacznie wyższych wartościach natężeń przy niskich wartościach średnich, co pozwala na
głębsze wprowadzenie energii elektromagnetycznej do wnętrza organizmu bez przegrzewania
jego warstw podskórnych. Źródłami impulsowych pól elektromagnetycznych są wszelkiego
rodzaju diatermie. Z kolei urządzenia radiolokacyjne wyspecjalizowane są w wytwarzaniu
impulsów pola o bardzo wysokiej mocy przy proporcjonalnie niskiej wartości średniej.
Wytworzenie impulsów o wysokiej mocy pozwala na odbiór sygnałów odbitych od obiektów
powietrznych, pomimo iż impulsy te doznają silnego tłumienia i rozproszenia w otaczającej
przestrzeni.
Specyfika pola impulsowego
Pola impulsowe scharakteryzować można wskaźnikiem nazywanym współczynnikiem
wypełnienia, który określany jest jako stosunek czasu trwania impulsu do okresu jego
powtarzania. Współczynnik ten, w zależności od typu urządzenia, przyjmuje bardzo różne
wartości. Dla telefonii komórkowej współczynnik wypełnienia przyjmuje wartość ok. 0,125,
zaś dla urządzeń medycznych wacha się w przedziale 0,01 do 0,005, dla urządzeń
radiolokacyjnych zawiera się w przedziale od 0,006 do 0,0005. Dodatkowym parametrem,
który należy brać pod uwagę a występującym wyłącznie w urządzeniach radiolokacyjnych
jest zmienność przestrzenna
występowania pola związana z obrotem anteny, lub
elektronicznym skanowaniem przestrzeni.
Przyrządy pomiarowe
Nowoczesne techniki obróbki mierzonych sygnałów sprawiły, że obecnie najbardziej rozpowszechnionymi przyrządami pomiarowymi są mierniki bazujące na diodowo-dipolowej detekcji sygnałów. Znacznie rzadziej dostępne są mierniki z detektorami termisterowymi lub
termoparowymi. Diodowy system detekcji mierzonych sygnałów charakteryzuje się najwięk-
124
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
szą dynamiką pomiarów natężenia pola elektrycznego, jednakże wymaga dodatkowego
kształtowania charakterystyki częstotliwościowej miernika poprzez zastosowanie układów
RLC w sondzie pomiarowej. Zastosowanie układów RLC powoduje zwiększenie stałej czasu
miernika, a tym samym wnosi duże błędy przy pomiarach pól elektromagnetycznych modulowanych impulsowo. W typowych warunkach wzorcowanie tych mierników odbywa się warunkach fali ciągłej, jednakże aby mierniki można stosować do pomiarów impulsowych pól
elektromagnetycznych wymagane jest dodatkowe indywidualne kalibrowanie w polach impulsowych o parametrach wypełnienia (czas trwania impulsu oraz częstotliwość repetycji impulsów) identycznych z impulsami mierzonego pola elektromagnetycznego. W związku z koniecznością kształtowania układów RLC w sondach mierników zmienia się bezwładność
odpowiedzi sondy - im większa stała czasu tym wolniej narasta i opada sygnał wytwarzany
przez sondę. Pożądaną cechą pracy mierników powinno być osiągnięcie stanu ustalonego
sygnału tak aby wartość ta odpowiadała wartości średniej mierzonego pola. W warunkach
rzeczywistych duża stała czasu najczęściej powoduje, że zmierzona wartość pola jest wyższa
lub znacznie wyższa od wartości średniej. W niektórych przypadkach zmierzona wartość pola
może być niższa od wartości średniej pola.
Błędy pomiarów pola impulsowego
Stosowanie mierników dipolowo-diodowych do pomiarów pól impulsowych, wzorcowanych
jedynie w polach ciągłych, powoduje, że pomiary te obarczone są dużym lub bardzo dużym
błędem. Dla urządzeń telefonii komórkowej błąd dodatkowy, wynikający z impulsowości nie
występuje. Układy odbiorcze mirników dipolowo-diodowych przenoszą takie sygnały bez
zniekształceń. Dla urządzeń medycznych, gdzie współczynnik wypełnienia przyjmuje
wartości 0,01 do 0,005, układy odbiorcze mierników wprowadzają dodatkowe błędy
wynoszące od 15% do 45%. Błędy te powinny być już brane pod uwagę w szacowaniu
całkowitej niepewności pomiaru. W przypadku urządzeń radiolokacyjnych, dla
współczynników wypełnienia wynoszących od 0,006 do 0,0005, błędy związane z
impulsowością zaczynają odgrywać rolę znaczącą i mogą wynosić do 700%. Analiza błędów
dla urządzeń radiolokacyjnych została przeprowadzano dla przypadku, gdy wiązka radaru
była zatrzymana na czas pomiaru. W rzeczywistości takie przypadki są raczej rzadko
spotykane, gdyż zatrzymanie anteny wytwarzającej impulsy pola o bardzo wysokiej wartości
mocy grozi uszkodzeniem układów elektronicznych radaru. W znamionowych warunkach
mamy do czynienia z niestacjonarnym charakterem pola, tj. gdy wiązka pola wykonuje obroty
dookoła swojej osi lub gdy wiązka przemieszcza się w ustalonym sektorze. W takim
przypadku, na układ odbiorczy miernika pada kilkanaście, do kilkudziesięciu, impulsów w
czasie przechodzenia wiązki przez punkt pomiarowy, po czym następuje okres bez pola
elektromagnetycznego w miejscu pomiaru. W takim przypadku wszystkie mierniki z sondami
dipolowo-diodowymi
będą
wykazywać
zerowe
wartości
mierzonego
pola
elektromagnetycznego. Stosowanie tych mierników do pomiarów niestacjonarnych
impulsowych pól elektromagnetycznych jest niedopuszczalne, a występujące niekiedy
praktyki stosowania miernika typu MEH do takich pomiarów należy uznać za błąd
metrologiczną.
Podsumowanie
W analizie niepewności pomiarów pola elektromagnetycznego należy uwzględnić dodatkowy
błąd wynikający z pomiarów pól impulsowych. Pola elektromagnetyczne wytwarzane przez
urządzenia telefonii komórkowej mogą być mierzone ogólnie dostępnymi miernikami, a błąd
125
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
pomiaru pól impulsowych można zaniedbać. Dla pomiarów pola elektromagnetycznego
wytwarzanego przez urządzenia medyczne wskazanym byłaby dodatkowa kalibracja
mierników w polach impulsowych. Pomiary miernikami dipolowo-diodowymi impulsowych
pól wytwarzanych przez radary obarczone są dużym lub bardzo dużym błędem. Pomiary
stacjonarnego pola wytwarzanego przez radary bez dodatkowych kalibracji w polach
impulsowych są niedopuszczalne. Ponadto, dla niestacjonarnych impulsowych pól
elektromagnetycznych, pomiary miernikami dipolowo-diodowymi, w sposób bezpośredni są
również niedopuszczalne.
FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP
OF C PROGRAMMING LANGUAGE
Gergely Kovacs1, Miklos Kuczmann2
1
Laboratory of Electromagnetic Fields, Faculty of Engineering Sciences,
Regional University Knowledge Center for Vehicle Industry Center, Hungary
2
Laboratory of Electromagnetic Fields, Department of Automation, Hungary
Introduction
The full paper presents simulation results of a three-phase induction motor by the help of two
different development environments. In the first case the induction motor was calculated by
the help of COMSOL Multiphysics using different potential formulations. In the second case
the induction motor was calculated by the help of an own developed Finite Element based
program which was written in C programming environment. The arrangement of the
induction motor can be seen in Fig.1. The model is from the TEAM 30 problem, which
contains a one-phase induction motor model and a three-phase induction motor model.
In the motor the eddy currents in the rotor is induced by the time harmonic current in the
stator windings, and by the rotation of the rotor. This problem is a linear eddy current problem
which can be calculated with different potential formulations. These potential formulations
can be obtained from the Maxwell’s equations. In COMSOL environment the problem was
calculated with
and
potential formulations furthermore in the developed C
program can solve the problem with the help of
potential formulation. The aim of
this work is to develop a finite element based program in C programming language
environment what solve the linear and nonlinear motor problems fast and accurate.
In the full paper I compare the different solvers with each other focusing the calculation time
and the accurate of the simulation results. The aim of in the future is to design and to calculate
real induction and PMSM motors with the help of the developed C program.
126
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig.1. The model of the induction motor
Acknowledgement
TAMOP-4.2.1/B-09/1/KONV-2010-0003: Mobility and Environment: Research in the fields
of motor vehicle industry, energetics and environment in the Central- and WesternTransdanubian Regions of Hungary. The Project is supported by the European Union and cofinanced by the European Social Fund.
References
J Liska, Electric Machines II – DC Machines (in Hungarian), Tankönyvkiadó, Budapest, 1951.
Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press, 2008.
O. Bíró, CAD in Electromagnetism, Advances in Electronics and Electron Physics, vol. 82, pp. 1--96, 1991.
D. Marcsa, Induction Motors Simulation by Finite Element Method and Different Potential Formulations
with Motion Voltage Term, BSc Thesis, Széchenyi István University, Győr, Hungary, 2008.
[5] G. Kovács, Simulation of a PMSM Motor in COMSOL environment, Acta Technica Jaurinensis, vol. 5.
No.1, pp. 77-86, 2012.
[1]
[2]
[3]
[4]
127
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
PERSPEKTYWY ROZWOJU
NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW PRĄDU
ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI
OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ
TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE
Joanna Kozieł
Politechnika Lubelska, Wydział Elektrotechniki i Informatyki,
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii
Wprowadzenie
Zwiększone zapotrzebowanie na energie elektryczną w Polsce i na świecie wymaga
stosowania większych lub dodatkowych transformatorów i generatorów oraz rozwoju
połączeń miedzy sieciami zasilającymi. Niezbędne jest określenie wartości dopuszczalnych
prądów zwarciowych urządzeń, których przekroczenie może spowodować ich zniszczenie
termiczne (przepalenie uzwojeń) lub dynamiczne (odkształcenie, rozerwanie uzwojeń).
Występują ograniczenia dla użytkowników, zarówno techniczne, jak i ekonomiczne w
wymianie istniejących rozdzielnic i połączeń kablowych przez nowe urządzenia o większej
wytrzymałości zwarciowej. Rozwiązaniem tych trudności jest
zastosowanie
nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych, co nie tylko zmniejsza prądy
zwarciowe, ale i daje oszczędności w nowych i w rozbudowywanych systemach.
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych (SFCL- ang. Superconducting Fault
Current Limiter) są w stanie wykryć i ograniczyć prąd zwarcia w na początku jego wzrostu,
np. w czasie mniejszym niż 1 ms.
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych składają się z nieliniowych
elementów nadprzewodnikowych o zmiennej impedancji. SFCL wykazują małą wartość
impedancji podczas pracy w warunkach znamionowych chronionego obwodu elektrycznego
oraz dużą wartość impedancji w warunkach zwarcia w chronionym obwodzie. Szybki powrót
zdolności do ograniczania prądu po ustąpieniu zwarcia oraz długi czas pracy przy niewielkich
kosztach eksploatacyjnych to podstawowe zalety nadprzewodnikowych ograniczników
prądów zwarciowych [3].
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych ograniczają zarówno prąd udarowy
jak i składową okresową prądu zwarciowego, więc zmniejszone zostają nie tylko skutki
cieplne ale również skutki dynamiczne działania prądu zwarciowego na urządzenia w sieci.
Zastosowanie nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych pozwala
ograniczyć prądy zwarciowe, przekraczające prądy znamionowe 10÷20 krotnie, do wartości
nie większych niż 3÷6 krotność prądu znamionowego.
128
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Badania nad nadprzewodnikowymi ogranicznikami prądów zwarciowych prowadzone są w
wielu centrach badawczych na całym świecie. Prace te doprowadziły do powstania szeregu
projektów i prototypów, które opisane są w wielu publikacjach, między innymi [1], [3], [4].
Występują dwa podstawowe rodzaje nadprzewodnikowych ograniczników prądów
zwarciowych: rezystancyjne i indukcyjne (rys.1).
Tor prądowy
Tor prądowy
Przepusty prądowe
SC
Kriostat
a)
b)
Rys.1. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych a) typu rezystancyjnego, b) typu indukcyjnego,
SC- uzwojenie nadprzewodnikowe
Transformatory nadprzewodnikowe
Transformatory z uzwojeniami nadprzewodnikowymi są jednymi z obiecujących zastosowań
nadprzewodników
w
urządzeniach
elektrycznych.
Zastosowanie
uzwojeń
nadprzewodnikowych w miejsce uzwojeń konwencjonalnych przynosi wiele korzyści. Straty
Joule’a ze względu na zerową rezystancję nadprzewodnika są wyeliminowane. Nie da się
jednak całkowicie wyeliminować strat histerezowych i wiroprądowych powstających w
metalowej matrycy nadprzewodnika przy prądzie przemiennym. Wartość prądu zwarcia nie
może wzrosnąć ponad wartości prądu krytycznego uzwojenia nadprzewodnikowego
transformatora, ponieważ po osiągnięciu prądu krytycznego, uzwojenia wychodzą ze stanu
nadprzewodzenia. Wyeliminowany jest olejowy układ chłodzenia, co poprawia
bezpieczeństwo ora zmniejsza negatywny wpływ na otoczenie. Gabaryty i masa
transformatorów HTS są mniejsze [3].
Odporność transformatora nadprzewodnikowego na zwarcia, będąca efektem
samoograniczenia prądu zwarcia przez uzwojenia nadprzewodnikowe, jest najważniejszą
korzyścią
płynącą
z
zastąpienia
uzwojeń
konwencjonalnych
uzwojeniami
nadprzewodnikowymi. Transformatory nadprzewodnikowe mogą ograniczać prądy zwarcia w
sieciach elektroenergetycznych, ponieważ w transformatorach z uzwojeniami
nadprzewodnikowymi przekroczenie, w efekcie zwarcia, wartości prądu krytycznego
nadprzewodnika, skutkuje przejściem uzwojeń do stanu rezystywnego. O ile w stanie
nadprzewodzącym wartość rezystancji uzwojeń jest przyjmowana za 0 (prąd płynie wyłącznie
przez warstwę nadprzewodnika), to po przejściu do stanu rezystywnego pojawia się
rezystancja uzwojeń, co skutkuje wzrostem impedancji transformatora i ograniczeniem prądu
zwarcia.
Reaktancja zwarcia transformatora nadprzewodnikowego w stanie nadprzewodzącym może
być mała, ponieważ wzrost impedancji w stanie rezystywnym jest wystarczający do
ograniczenia prądu zwarcia do wartości, przy której siły elektrodynamiczne i naprężenia w
uzwojeniach nie przekroczą dopuszczalnych wartości. Poziom samoograniczenia prądu
zwarcia zależy od charakterystyki pracy uzwojeń nadprzewodnikowych, ich budowy oraz
parametrów zastosowanego przewodu nadprzewodnikowego HTS 2G.
129
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Literatura
[1] Janowski T., Glowacki B. A., Wojtasiewicz G., Kozak S., Kozak J, Kondratowicz-Kucewicz B, Majka M,
and Wozniak M.: Fault Current Limitation in Power Network by the Superconducting Transformers Made
of 2G HTS, IEEE Transactions on Applied Superconductivity, Vol. 21, No. 3, June 2011,s.1413-1416.
[2] Janowski T., Wojtasiewicz G. Transformatory nadprzewodnikowe ograniczające prądy zwarcia w sieciach
elektroenergetycznych, Materiały konferencyjne, VIII Konferencja Naukowo- Techniczna, Transformatory
energetyczne i specjalne, Konstrukcja, technologia, rynek, Kazimierz Dolny, 13-15 października 2010r.
[3] Janowski T., Stryczewska H.D., Wac- Włodarczyk A.: Technologie nadprzewodnikowe i plazmowe w
energetyce, Lubelskie Towarzystwo Naukowe, Lublin 2009
[4] Kozieł J.: Aktualny stan badań nadprzewodnikowych ograniczników prądów, Prace Instytutu
Elektrotechniki, zeszyt 238, 2008, s.193-218.
[5] Kozak S. Modelowanie elektrycznych urządzeń nadprzewodnikowych, Prace Instytutu Elektrotechniki,
zeszyt 221, 2005.
BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL
MAGNETIC STIMULATION
Andrzej Krawczyk1,2, Tomasz Zyss3, Wanda Stankiewicz2
1
Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering
2
Military Institute for Hygiene and Epidemiology
3
Psychiatric Clinic for Adults at University Hospital, Krakow
Ball lightning (BL) is being observed since the written sources quote the phenomenon
(Fig.1)[1]. It is recorded in various places all over the world but all these records are not
repeatable. Each of situation when ball lightning has been seen is described separately, thus it
can be consider as the case study. But the case has gone. The ball lightnings which are
reported by various sources are variuos as well. As to the shape they are pure balls, rods,
ovals, spheres and, more poetically, like teardrops. As to the dimension there is also a big
discrepancy since the diameter of, say, ball is from 10 cm till 40 cm but the diameter as large
as 1 m appears in the reports. The time of duration varies from 10 s till one minute. The
colour of the lighting may be red, red-yellow, yellow, white, green and purple. The ball
lightning can move with the speed 1-2 m/s with the wind but sometimes against wind. The
phenomenon is really very subjective and, therefore, has a lot of explanation. They are very
different, sometimes surprising like this which includes black hole. But the interpretation of
the phenomenon of the ball lightning which the paper deals with is non-trivial and has a
scientific background.
The explanation is based on the phenomenon which is investigated by the authors for over a
dozen years, namely the Transcranial Magnetic Stimulation (TMS) (Fig.2) [2] and by the
phenomenon discovered over 100 years ago by two scientists: French physicist, Jacques
Arsene d’Arsonval and British engineer, Silvanus P. Thompson (Fig.3), namely
magnetophosphenes (magnetic visual effect) [3].
130
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig.1. The imagination of BL
Fig.2. TMS
Fig.3. Silvanus P. Thompson
It is well-known that the spark-like lightnings are in about 50% discharged between cloud
and ground (CG) and 90% of them are negative discharges, i.e. the ground is loaded by
negative charges and cloud by positive (CG_). It appears that such a kind of discharges are
initiated by the first return stroke and mostly it is followed by the series of strokes at the time
comparable with the time used in the TMS procedure. Typical stroke lasts a few hundreds
microseconds and the average interval time is 50 ms. It is compatible with the frequency of
pulses used in TMS procedure (1-100 Hz). The number of after-discharges, i.e. repetitive
strokes, is 2-5 strokes but more than 20 strokes is often reported by detection systems. It leads
to the time of the duration of full lightning 1-2s. Thus, the electromagnetic state which is
generated by spar-like lightning of the CG_ type is similar to that evoked by TMS. The
frequency of repetitive strikes is also similar to the frequency which was used by the people
who discovered magnetophosphenes. On the other hand the value of magnitude of magnetic
field both generated by line lightning and by TMS is such that both situations can evoke
visual perception phenomena. The co-incidence was noticed by the Austrian physicists and it
led them to the conclusion that lightning electromagnetic pulses induce the TMS and it, in
turn, leads to magnetic visual effect (magnetophosphenes) [4]. Such a hypothesis opens the
area of scientific problems which can be investigated experimentally as the spark-like
lightning is easily produced in the laboratory. Of course, one faces the problem of the value of
magnetic fields intensity which has to be comparable to that observed in natural thunderstorm.
It is easily estimated taking into account that the average value of current flowing through the
lightning channel is about 50 kA but the lightnings of 200 kA are also detected. The first
approach to know the magnetic field strength of spark-like lightning is the simple usage of
Ampere’s law and then for the current equal to 50 kA and for the distance from discharge,
say, 50 m one obtains the value of magnetic field strength 160 A/m (0,2 mT). Thus, the
values is much smaller than those used in TMS but in the case of lightning the rising time of
typical discharge is very small (normed as 1,2 µs) and hence the value of eddy currents can be
much bigger. Therefore, the values of currents, this from lightning and that from TMS,
appearing in human brain may be comparable.
References
[1] Singer S. The nature of ball lightning, Plenum Press, New York, 1971
[2] Zyss T. Deep magnetic brain stimulatin – the end of psychiatric electroshock therapy, Mewdical
Hypotheses, vol. 43, 2004, pp. 69-74
[3] Krawczyk A., Łada-Tondyra E. The first experiments in magnetic stimulation – a history of discoveries
within two parallel lives. Acta Technica Jaurinensis, vol.3, 2010, pp. 153-160
[4] Peer J., Kendl A. Transcranial stimulability of phosphenes by long lightning electromagnetic pulses,
Physics Letters A, vol. 374, 2010, pp. 4797-99
131
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ
OD KRÓTKOTRWAŁYCH
IMPULSÓW ELEKTROMAGNETYCZNYCH
W ZAKRESIE MIKROFALOWYM
Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa
Współczesne technologie pozwalają na elektronicznie generowanie ekstremalnie
wysokomocowych impulsów pola elektromagnetycznego w szerokim zakresie fal radiowych
(HPEM – High Power ElectroMagnetics), jak również w zakresie mikrofalowym (HPM –
High Power Microwaves). Energia elektromagnetyczna tych impulsów oddziałuje
destrukcyjnie na elektronikę. Przenośne urządzenia generujące impulsy HPEM/HPM mogą
być skutecznym narzędziem do terrorystycznego sparaliżowania lub zniszczenia systemów
łączności, sieci komputerowych, systemów bankowych, itd. Stwarza to duże możliwości dla
międzynarodowych grup terrorystycznych. Na rys. 1 przedstawiono wnętrze przenośnego
źródła HPM o mocy 150 MW w impulsie oraz widok tego urządzenia podczas pomiarów w
bezodbiciowej komorze pomiarowej.
Ekstremalnie wysokomocowe impulsy elektromagnetyczne charakteryzują się unikalnymi
parametrami, które czynią z nich broń niezwykle skuteczną w działaniach i operacjach
wojennych, ale również mogą być bardzo skuteczne w lokalnych działaniach
terrorystycznych. Tymi charakterystycznymi parametrami są:
 ekstremalnie wysoka moc emitowanych impulsów
 bardzo krótki czas trwania impulsów,
 prędkość propagacji równa prędkości światła.
Rys.1. Widok wnętrza generatora impulsów HPM (rys. lewy) oraz widok generatora z reflektorem podczas
pomiarów w bezodbiciowej komorze pomiarowej (rys. prawy)
132
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Aby skutecznie bronić się przed niszczycielskim oddziaływaniem HPEM/HPM koniecznym
jest określenie rozkładu pola elektromagnetycznego tych impulsów po wniknięciu do
budynku czy do wnętrza komputera. Fala elektromagnetyczna po wniknięciu do budynku lub
wnętrza komputera doznaje wielokrotnych odbić kształtując specyficzny rozkład pola (fala
stojąca, „gorące punkty”) wewnątrz obiektu. W przypadku fali ciągłej oraz idealnie
odbijających powierzchni natężenie pola może być ponad dwa razy większe aniżeli fali
padającej, co dodatkowo zwiększa możliwość zniszczenia podzespołów elektronicznych
wewnątrz tych obiektów. Przy obliczeniach rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz
dużych (pomieszczenie) i małych obiektów (komputer) przyjmuje się ciągły charakter
padającej fali elektromagnetycznej. Istotnym problemem przy wnikaniu impulsów
HPEM/HPM do wnętrza metalowych obudów są zagadnienia związane z oszacowaniem i
pomiarami skuteczności ekranowania. W tym przypadku rozkład pola wewnątrz metalowego
obiektu jest różny w przypadku długotrwającego impulsu oraz impulsu HPEM/HPM co
istotnie wpływa na określenie skuteczności ekranowania metalowej obudowy. Widok impulsu
HPM w funkcji czasu przedstawiono na rys.2.
Rys.2. Zmierzony impuls HPM o częstotliwości 390 MHz w funkcji czasu
Z rysunku 2 przedstawiającego impuls HPM w funkcji czasu wynika, że efektywny czas
trwania tego impulsu odpowiada 1,5 długości fali.
W pracy porównano rozkłady pola elektromagnetycznego wewnątrz metalowej obudowy
komputera dla przypadku ciągłej fali elektromagnetycznej o częstotliwości 390 MHz oraz
impulsu HPM o tej samej częstotliwości.
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)
133
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU
WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM
ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM
Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa
Mówiąc o polu elektromagnetycznym dużej mocy (HPEM – ang. High Power
Electromagnetic) mamy zwykle na myśli impuls elektromagnetyczny (EMP – ang.
Electromagnetic Pulse), który może chwilowo przeciążyć lub zniszczyć obwody elektryczne
znajdujące się w pewnej odległości od jego źródła. Współczesne obwody wykonywane na
bazie mikro- i nanotechnologii są szczególnie narażone na niekontrolowany wzrost mocy.
W ostatnich latach zainteresowanie opinii publicznej koncentruje się na wrażliwości
systemów cywilnych na działanie HPEM (por. np. raport RL32544 dla Kongresu USA [1]).
Impuls elektromagnetyczny może powstać w wyniku eksplozji nuklearnej i wtedy działa na
znacznym obszarze. Na mniejszą skalę może być wytworzony przez urządzania bateryjne lub
konwencjonalne materiały wybuchowe. Cytowany raport wskazuje na możliwość
wytworzenia broni wykorzystującej EMP, która może wejść w posiadanie grup
terrorystycznych albo państw wspierających terroryzm. Jej użycie może skutecznie
sparaliżować działanie systemów komputerowych albo innych współczesnych urządzeń
wykorzystujących elektronikę.
Pełna analiza oddziaływania HPEM na obiekt wymaga rozwiązania równań
elektromagnetyzmu (EM), czyli tzw. równań Maxwella wraz z danymi warunkami
brzegowymi. Ścisłe rozwiązania równań EM dla dowolnych warunków brzegowych nie jest
możliwe. Badany obiekt (budynek) z punktu widzenia tej teorii można zamodelować jako
przestrzenny rozkład zespolonej przenikalności elektrycznej (przenikalność magnetyczną
można zaniedbać). W pracy rozważono uproszczony model zakładający dwuwymiarowy (2D)
rozkład pola EM oraz harmoniczną zależność od czasu (przypadek stacjonarny). Model 2D
pozwala to uchwycić istotne cechy występujących zjawisk trójwymiarowych a przypadek
stacjonarny pozwala też oszacować skutek wywołany generacją szeregu impulsów
elektromagnetycznych w krótkich odstępach czasu. Jako metodę rozwiązania przyjęto metodę
elementów skończonych (FEM – ang. finite element method).
W przypadku 2D, gdy pola elektromagnetyczne nie zależą od współrzędnej z (  z  0 )
równania Maxwella rozdzielają się na dwa mody TE (ang. transverse electric) i TM (ang.
transverse magnetic), które można rozpatrywać niezależnie. Mod TE stanowią składowe Ez ,
H x , H y a mod TM składowe H z , Ex , E y (por. np. [2]). Oznaczając przez  składową Ez ,
albo H z uzyskujemy dla obu modów równanie typu eliptycznego
(1)
 ( )    f w 
gdzie  jest ograniczonym obszarem na płaszczyźnie. Funkcje  ,  , f oraz szukane
rozwiązanie  są funkcjami zespolonymi zdefiniowanymi na  .
134
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Warunki brzegowe (WB) w naszym przypadku obejmować będą zarówno proste warunków
Dirichleta, Neumanna jak i warunki Robina (uogólnione WB Neumanna). Te ostatnie
obejmują warunki impedancyjne, wypromieniowania jak i bardziej skomplikowane warunki
brzegowe wyższych rzędów. Można je wyrazić w ogólnej postaci
WB Dirichleta:   p na  D ; WB Robina: nˆ  ( )  q  g na  R
(2)
gdzie n̂ jest normalną skierowaną na zewnątrz, g, q i p są funkcjami zdefiniowanymi na
brzegu  . Brzeg  jest podzielony na  D i  R tak, że  D   R   i  D   R   .
FEM jest numeryczną techniką otrzymania przybliżonego rozwiązania problemu brzegowego
wyrażonego przez równanie (1) z WB (2). Wykazano (por. np. [3]), że w wariacyjnej (Ritza)
odmianie FEM (wykorzystanej w niniejszej pracy) problem wariacyjny równoważny
problemowi brzegowemu (1–2) można sformułować jako
(3a)
 F ( )  0 ;   p na  D
gdzie  F jest pierwszą wariacją funkcjonału F danego w postaci
F ( )  

   
   
2
 2
q 2
        f  d     g d
2  x  2  y  2
2
R
2
(3b)
Utworzony program realizuje podstawowe etapy rozwiązania problemu brzegowego za
pomocą FEM tzn. a) dyskretyzację (podział) dziedziny; b) wybór funkcji interpolacyjnych,
c) sformułowanie i rozwiązanie układu równań. Do obliczeń przyjęto: f = 350 MHz,
a materiał ścian zewnętrznych (o grubości 29 cm) i wewnętrznych (o grubości 12 cm) ma
względną zespoloną przenikalność dielektryczną  r  5  1j . Rys. 1. przedstawia przykład
wizualizacji wyników dla źródła EM umieszczonego na poziomie otworów okiennych.
Rys. 1. Schemat podziału FEM oraz izolinie wartości rzeczywistych
składowej Ez natężenia pola EM (mod TE)
Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego FEM jest procesem
narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych metod numerycznych
(tzw. weryfikację i walidację) przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji
oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za
pomocą innego oprogramowania FEM. Szczegółowe rozważania dotyczące weryfikacji
i walidacji przedstawiono w pracy [4].
Literatura
[1] C. Wilson, Congressional Research Service 2004, http://www.fas.org/man/crs/
135
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[2] J.A. Kong, Electromagnetic wave theory, Wiley, New York, 1986.
[3] J. Jin, The finite element method in electromagnetics, wyd. 2., Wiley, New York, 2002.
[4] A. Dukata, M. Kuchta, M. Szulim, R. Kubacki, O pewnych problemach weryfikacji i walidacji wyników
numerycznego modelowania pola elektromagnetycznego, niniejsza konferencja.
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)
STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE
PRZED TERRORYZMEM ELEKTROMAGNETYCZNYM
Marek Kuchta1, Roman Kubacki1, Leszek Nowosielski1, Marek Dras2, Krzysztof Wierny2,
Rafał Namiotko3
1
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa
2
Radiotechnika Marketing, Wrocław
3
Centrum Techniki Morskiej, Gdynia
W latach 2009-2012 w Wojskowej Akademii Technicznej realizowany był projekt rozwojowy
poświęcony badaniom skutków oddziaływania ekstremalnie wysokomocowych impulsów
elektromagnetycznych na elektronikę urządzeń teleinformatycznych służb porządku
publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne. Impulsy te nazywane HPM
(HPM – High Power Microwaves) mogą powodować zawieszanie urządzeń
teleinformatycznych, a w skrajnych przypadkach mogą powodować fizyczne zniszczenie
elektroniki tych urządzeń. Impulsy elektromagnetyczne wytwarzane są przez tzw. broń
elektromagnetyczną, a obecnie urządzenia przenośne do wytwarzania takich impulsów są
dostępne na rynku, i tym samym są dostępne dla grup terrorystycznych. Impulsy
elektromagnetyczne ekstremalnie dużej mocy bez trudu niszczą elektronikę urządzeń, co
prowadzi do zniszczenia komputerów, centrów dowodzenia opartych na systemach
komputerowych, serwerowni, itd. Najbardziej podatne na zniszczenie impulsami
elektromagnetycznymi są urządzenia łączności, które poprzez anteny nadawczo-odbiorcze
komunikują się z otoczeniem. Impuls elektromagnetyczny bez trudu przedostaje się do
wnętrza urządzeń łączności niszcząc jego elektronikę. W wyniku ataku terrorystycznego z
użyciem przenośnych urządzeń generujących zniszczeniu ulegają środki łączności osobistej,
w tym radiostacje, ale również centra dowodzenia, centra reagowania kryzysowego, itd.
W pracy przedstawiono badania skutków działania takiej broni elektromagnetycznej na
urządzenia teleinformatyczne służące celom obronności państwa. Badania prowadzone
zostały w komorach bezodbiciowych WAT, Centrum Techniki Morskiej oraz firmy
Radiotechnika.
Do wytwarzania impulsów HPM wykorzystano generator firmy Diehl, który umożliwia
generowanie impulsów o mocy 150 MW w impulsie i czasie trwania impulsów ok. 5 ns. Do
pomiarów natężenia pola elektromagnetycznego wykorzystano specjalistyczny zestaw
pomiarowy z sondą typu D-dot umożliwiającą pomiary tak wysokich mocy. Badane
136
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
urządzenia eksponowane były na impulsowe pole elektromagnetyczne tego generatora
w funkcji natężenia tego pola.
W trakcie wystąpienia zostaną przedstawione wyniki badań skutków oddziaływania
impulsów HPM na typowe komputery, przyłącza, kable doprowadzające oraz radiostacje
przenośne.
W celu zabezpieczenia poprawnego funkcjonowania urządzeń elektronicznych narażonych na
działanie pól elektromagnetycznych ustanowione zostały Normy w ramach kompatybilności
elektromagnetycznej. Zgodnie z tymi regulacjami prawnymi urządzenie elektroniczne musi
być odporne (i działać poprawnie) w polach elektromagnetycznych. Przykładowo urządzenia
medyczne muszą działać poprawnie w polach o wartościach do 10 V/m (dla urządzeń
podtrzymujących życie). Dla urządzeń pracujących w warunkach narażenia na wyładowania
atmosferyczne, statyczne, itd. ustanowione zostały Normy dla wartości pola elektrycznego 50
kV/m. Wartości dopuszczalnych natężeń pól elektromagnetycznych dla urządzeń, które mogą
być narażone na oddziaływanie impulsów HPM nie zostały dotychczas ustanowione.
Na podstawie przeprowadzonych badań skutków oddziaływania ekstremalnie
wysokomocowych impulsów HPM o czasie trwania krótszym aniżeli 100 ns na urządzenia
teleinformatyczne oraz symulacji penetracji pola elektromagnetycznego przez ściany
budynków, proponuje się ustanowić dodatkową wartość normatywną na natężenia pola
elektrycznego. W takim przypadku urządzenia, które mogą być narażone na atak impulsami
HPM muszą być odporne na pola o takich natężeniach.
W pracy przedstawiono również sposoby organizacyjne oraz techniczne zapewnienia
właściwych skuteczności ekranowania (zabezpieczania) urządzeń teleinformatycznych służb
porządku publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne.
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)
137
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH
POLA ELEKTROMAGNETYCZNE MAŁYCH
I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE
ZASTOSOWANIA NA EKRANY
LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ
Agnieszka Kurczewska1, Agnieszka Stefko1, Liliana Byczkowska-Lipińska2
1
Centralny Instytut Ochrony Pracy-Państwowy Instytut Badawczy, Łódź
2
Wyższa Szkoła Informatyki i Umiejętności, Łódź
Wraz z rozwojem techniki i gospodarki szybki przyrost liczby źródeł pól
elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości (z zakresu 50 Hz – 30 MHz)
następuje wzrost liczby pracowników podawanych ekspozycji na te pola. Badania wykazują,
że w Polsce ekspozycja na pola elektromagnetyczne małych i średnich częstotliwości może
dotyczyć kilkudziesięciu tysięcy pracowników zatrudnionych przy obsłudze m.in. urządzeń
energetycznych (linie wysokiego napięcia, stacje przesyłowo-rozdzielcze, transformatory,
rozdzielnie), elektrotermicznych (piece łukowe, piece indukcyjne, zgrzewarki dielektryczne
i rezystancyjne, spawarki) oraz urządzeń medycznych (diatermie fizykoterapeutyczne
i chirurgiczne). W wyniku oddziaływania na człowieka pól elektromagnetycznych
o częstotliwościach mniejszych od kilkuset kHz może wystąpić w organizmie stymulacja
tkanki nerwowej lub mięśniowej, przy częstotliwościach powyżej 1 MHz skutki termiczne.
Ponadto silne pola elektromagnetyczne mogą również zakłócać pracę aktywnych implantów
medycznych, takich jak stymulatory serca
Dla zapewnienia ochrony przed polem elektromagnetycznym, w środowisku pracy jeśli nie
można stosować rozwiązań organizacyjnych należy stosować środki ochrony zbiorowej np.
ekrany urządzeń lub stanowisk a jeśli nie jest to możliwe, należy zastosować środki ochrony
indywidualnej np. ekranującą odzież ochronną stanowiącą klatkę Faraday’a wraz
z rękawicami i odpowiednio dobranym obuwiem. Obecnie w zakresie ekranowania pól
elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości na rynku brakuje odpowiednich
rozwiązań odzieży ochronnej i jest to obszar wymagający prowadzenia badań. W artykule
przeprowadzono analizę materiałów zawierających w swojej strukturze elementy
elektroprzewodzące, które potencjalnie powinny ekranować pole elektromagnetyczne. Zostały
one wytypowane na podstawie przeprowadzonego przeglądu dostępnych materiałów
i technologii jakie mogą być wykorzystane do konstruowania materiałów na ubiory lub
ekrany stosowane
do
ochrony pracowników
przed
oddziaływaniem
pola
elektromagnetycznego [1].
Wytypowane materiały można podzielić na trzy grupy:
 z drutem chromowo-niklowym lub stalowym,
 z udziałem przędzy elektroprzewodzącej (w formie cienkiego stalowego lub srebrnego
drutu lub przędzy węglowej),
 laminowane z folią metalową
138
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W przeglądzie uwzględniono opracowane w CIOP-PIB tkaniny z udziałem przędzy
elektroprzewodzącej miedziano srebrnej stalowej czy węglowej. Wytypowane materiały
zostały poddane badaniom skuteczności ekranowania w zakresie małych i średnich
częstotliwości oraz ocenie ich przydatności między innymi do zastosowania w konstrukcji
odzieży ochronnej.
Środki ochrony indywidualnej przeznaczone do stosowania jako ochrona przed szkodliwym
działaniem pól elektromagnetycznych, podobnie jak wszystkie środki ochrony indywidualnej,
powinny spełniać określone wymagania, dzięki czemu można przyjąć, że wyroby te nie tylko
zapewniają wymaganą ochronę, ale również same nie stanowią zagrożenia dla zdrowia i życia
użytkownika. W przypadku środków ochrony indywidualnej podstawowym aktem prawnym
obowiązującym w krajach Unii Europejskiej, regulującym kwestię wymagań dla
poszczególnych środków ochrony indywidualnej, jest dyrektywa Rady Wspólnot
Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. [2]. Postanowienia tej dyrektywy
wprowadza w Polsce Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia
2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla środków ochrony indywidualnej [3].
Potwierdzenie zgodności środków ochrony indywidualnej przeznaczonych do ochrony przed
polem elektromagnetycznym z wymaganiami w/w dyrektywy jest jednak trudne, gdyż nie
istnieje żadna norma europejska zharmonizowana z dyrektywą, która określałaby wymagania
i metody badań dla tej grupy wyrobów. Jedynym dokumentem normatywnym opracowanym
w Europie dotyczącym odzieży chroniącej przed polami elektromagnetycznymi jest norma
niemiecka DIN 32780-100:2002, która dotyczy jednak odzieży chroniącej przed polami
elektromagnetycznymi wielkich częstotliwości [4].
Stąd zaproponowano wymagania do oceny zgodności odzieży chroniącej przed polami
elektromagnetycznymi małej i średniej częstotliwości z wymaganiami dyrektywy
89/686/EWG.
Ostatecznie uwzględniając powyższe wymagania wybrano dwa materiały włókiennicze, pod
kątem zastosowania w projektowaniu ubioru chroniącego przed wpływem pola
elektromagnetycznego:
 tkaninę z udziałem przędzy stalowej, która bardzo dobrze ekranuje składową
elektryczną pól elektromagnetycznych (powyżej 100 razy) natomiast składową pola
magnetycznego dopiero od częstotliwości 50 MHz oraz
 tkaninę z udziałem przędzy srebrno-miedzianej, która również bardzo dobrze ekranuje
składową elektryczną pola (ponad 100 razy) i dodatkowo zapewnia dwukrotne
osłabienie pola magnetycznego już od częstotliwości 200 kHz, co jest bardzo dobrym
wynikiem, natomiast przy częstotliwości 100 MHZ parametr ten osiąga wartość 20,5.
Literatura
[1] Gryz K., Karpowicz J, Kurczewska A., Stefko A, Ograniczanie ryzyka zawodowego przy źródłach pól
elektromagnetycznych (3) – przegląd wybranych komponentów i technologii wytwarzania materiałów
barierowych” Bezpieczeństwo Pracy, CIOP-PIB, 2/2009.
[2] Dyrektywa Rady Wspólnot Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. w sprawie
ujednolicenia przepisów prawnych państw członkowskich dotyczących środków ochrony indywidualnej
(Dz.Urz.WE L 399 z 30.12.1989 r. z późn, zm.).
[3] Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia 2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla
środków ochrony indywidualnej, Dz. U. 2005, nr 259, poz. 2173.
[4] DIN 32780-100:2002 „Ubiór ochronny. Część 100: Ochrona przed polami elektromagnetycznymi o
wielkich częstotliwościach w zakresie częstotliwości 80 MHz do 1 GHz. Wymagania i badanie”.
139
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES
IN DC DIELECTROPHORESIS
Eugeniusz Kurgan
AGH University of Science and Technology
Department of Electrical and Power Engineering, Krakow
Introduction
There has been a great interest in recent years concerning interparticle forces in electric fields
in connection with dielectrophoresis. Several modem technologies utilize the chaining of
electric particles in electric fields. The understanding of many-particle systems begins with
the systematic study of simpler systems and especially calculation of forces acting between
such particles. The two-sphere system has been elevated to the status of the basic building
block in modelling the strong interactions of more complex particulate systems.
When particles in a suspension subjected to an external electric field get close to each other,
the presence of particles could alter the local electric field and consequently induce mutual
dielectrophoretic (DEP) forces on each other. In this paper two-dimensional model taking into
account the particle–fluid–electric field interactions with the aid of Maxwell stress tensor is
performed to investigate the effects of the imposed electric field, the initial particle’s
orientation and distance on the DEP particle–particle interaction between a pair of microsized particles and their relative motions. Prior to the study of the DEP particle–particle
interaction, the magnitude comparison between the DEP particle–particle interaction and the
Brownian motion is analyzed. When the DEP particle–particle interaction dominates the
random Brownian motion, it is expected to observe the particle chaining along the direction of
the imposed electric field, independent of the initial particle orientation. The numerical
predictions are in qualitative agreement with the experimental observations available from the
literature. One exclusive exception of the particle chaining occurs when the initial connecting
line of the particles is perpendicular to the imposed electric field, which is extremely unstable
owing to the inevitable Brownian motion.
Much of dielectrophoretic study up to now has been carried out in a qualitative manner, as
DEP manipulation such as separation and trapping of micro-particles is relatively easy to
realize with many microelectrode configurations in the common experimental conditions.
However, further understanding of dielectrophoresis and achieving precise control of particle
movement lead to the need of detailed quantitative analysis of dielectrophoresis. This usually
deals with the analysis of the electric field distribution and the DEP force distribution.
Theoretically, DEP force depends on the arrangement of the electrode and the resulting
electric field distribution, as well as dielectric properties of the particle and the surrounding
medium. In this paper, we considered the interdigitated electrode array used for DEP-based
particle manipulation.
This paper presents a numerical solution of electric fields and DEP forces in the
dielectrophoretic interdigitated electrode array using equivalent dipole moment method and
Maxwell stress method.
140
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Main equations
There are actually two types of dielectrophoresis involving particles suspended in a medium:
positive DEP – where the particles move toward the region of stronger electric field (as
shown in Fig. 1), and negative DEP – where the fluid surrounding the particles experience a
stronger attractive force than the particles, which causes the suspended particles to be pushed
toward the area of weaker electric field.
F1
F1
+ ++
+ ++ +
++
+ + +++
- - - -- -
- - - -- -
F2
F2
F1  F2
F1  F2
Fig.1. Schematic view of human body surrounded by wire
with excitation current
The simulated chamber is modelled as a two-dimensional model, where we need to consider
only a single pair of electrodes, one with positive Uz = 4 V and one with zero voltage. The
extension of the interdigitated electrode array beyond the considered region can be simulated
by applying periodic boundary conditions to the left and right of the problem boundary
model.
Assuming now, that small spherical particle has the volume V  4πr3/3 the total electophoretic
force is given by
   
F  2 r 3 01  2 1  E 2
  2  1 
(1)
There exists also another method computation of the total force acting on particle, namely the
Maxwell stress method.
2
1


Te(i )   i  0  El(i ) E(mi )   E(i )   l , m 
2


(2)
The DEP force acting on particle is obtained by integrating the Maxwell stress tensor Te as
follows
FDEP 
 T  ndS
e
(3)
S
where El(i ) is the i-th component of the electric field in medium i, εi is the permittivity of
medium i, and, δl,m is the Dirac delta function. This tensor must be evaluated on both sides of
the interface between body and the fluid. The net force F on the particle can be obtained by
integrating the Maxwell stress tensor over a single surface that encloses it:
1
2


F  1 0  E  E n    E   n  dS
2

S 
(4)
141
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Computations and results
The finite element calculations was done for following geometrical dimensions: AB 
60 μm, AC  160 μm, a  40 μm, b  40 μm, h  4 μm. Spherical dielectric particle has
radius r  4 μm and relative permittivity ε2  80. The fluid, where particle moves has
permittivity ε1  4. First electric potential φ was calculated and next electric displacement D
Fig. 2. Electric field E in vector form.
In Fig. 2 electric field strength is shown at different points of the fluid. When particles are
flowing in the dielectric fluid from left to right and we have a sequence of such electrodes and
gaps the particles can be sorted according their values and relative permittivities. The
Maxwell stress tensor obtained from equation (4) is shown at Fig.5. Fig. 4 presents
dielectrophoretic force FDEP acting on particle in different points of the computational
domain. In Fig. 3 we have equivalent lines of the modulus of the electric field strength E.
In this article, cylindrical particle in uniform electric field perpendicular to the particle was
considered. In addition, mutual force acting on the pair of neighboring particles is calculated.
Fig. 3. Equivalent lines of the modulus of the electric field strength E
142
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig. 4. Dielectrophoretic force FDEP acting on particle in different points of the computational domain.
Fig. 5. Total stress acting on suspension-particle boundary.
References
[1] Pohl H., Dielectrophoresis, Cambridge University Press, Cambridge, UK, 1978.
[2] Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Introducing dielectrophoresis as a new force field for
field-flow fractionation, Biophys. J.,vol. 73, (1997), pp. 1118–1129
[3] J. Yang, Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Cell separation on microfabricated
electrodes using dielectrophoretic/gravitational field-flow fractionation, Anal. Chem., vol 71, (1999), pp.
911–918
[4] Jones, T. B., and R. D. Miller. Multipolar interactions of dielectric spheres. J. Electrostat. 22, 1989, 231244.
[5] Panofsky, W. K. H., and Phillips, M. Classical Electricity and Magnetism. Addison-Wesley, Reading,
MA., 1962, 105-106.
[6] Sauer, F. A., Forces on suspended particles in the electromagnetic field. In Coherent Excitations in
Biological Systems. H. Froehlich and F. Kremer, editors. Springer-Verlag, Berlin. 1983, 134-144.
[7] Stratton, J. A., Electromagnetic Theory. McGraw-Hill, 1941, New York.
143
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS
ON TEMPERATURE DISTRIBUTION
IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA
Eugeniusz Kurgan
AGH University of Science and Technology
Department of Electrical and Power Engineering, Kraków
Introduction
A main advantage of electromagnetic (EM) hyperthermia is its ability to control the
destruction process by a single electromagnetic applicator. In ideal case, concentrating power
on a tumor selectively heats it to temperatures high enough to destroy cancerous cells without
overheating and damaging the surrounding healthy tissues. Different heating methods are
used to heat the superficial and deep placed tumors [1]. Resistive heating with external
electrodes, microwaves or ultrasound are usually used. Such techniques, however, may cause
problems in heating deeply situated tumors, due to unavoidable overheating adjacent healthy
tissues [2]. In recent years interest in improving hyperthermia techniques has gained
substantial attention in searching for new methods that can result in depth and uniform tissue
heating. Invasive methods include heating with deep implanted electrodes, invasive
microwave antennas, thermal seed heating, etc.
It is well known that continuous temperature in range 42–46 oC will cause necrosis of living
cells, resulting in a permanent damage cell functions, or at least increasing heat-induced
sensitization of tumor cells to ionizing radiation and to certain chemical drugs. Up to now,
many different methods have been devised to raise temperature either locally in selected parts
of particular organs or over the whole body [1,4]. On the other hand, it is not easy to obtain an
accurate calculation of the temperature field over the entire considered region during practical
hyperthermia treatments, because the number of invasive temperature probes that are
necessary to control temperature distribution is limited by the pain tolerance of patients.
This paper describes, through numerical finite element modeling and computer simulation,
distribution of electromagnetic variables such as magnetic vector potential, electric field
strength, induced current density, which are used next as starting point in calculation of heat
sources in human body. In order to calculate a full investigation of the temperature variation
in human tissues, one needs to take into account tissue composition, blood perfusion rate, heat
conduction effects of various tissues, and heat generation due to metabolic processes.
Main equations
Around the human body, at a some distance, circular coil with excitation current is placed as
in Figure 1. The human body is considered as homogeneous medium with averaging material
parameters. It is assumed that human body has an ellipsoidal shape with semiexes a and b.
Tumor inside the body has a circular form with radius r. Moreover radius of the outer
dimension of the wire has value r2 and the radius of the inner dimension has the value r1.
144
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
human
body
excitation
coil
Fig.1. Schematic view of human body surrounded
by wire with excitation current
The exciting current in the wires generates sinusoidal electromagnetic field which next
induces eddy currents in human body. These currents are sources of heat and after some
transient time a temperature distribution in body are established. In order to calculate
temperature distribution electromagnetic field distribution generated by wires with exciting
currents has to be calculated. Equations describing magnetic field are given by
1

   Aˆ x    2   j       Aˆ x   Jˆx



(1)
1

   Aˆ y    2   j       Aˆ y   Jˆ y


(2)
This model is based on the simple assumption of the energy exchange between the blood
flowing in vessels and the surrounding the tumor tissues. Pennes model may provide suitable
information on temperature distributions in whole body, and tumor analysis under study. The
expression of Pennes bioheat equation in a body with uniform material properties in steady
state is given by [6]
  kT   bCbb (Tb  T )  Qeddy  Qmet  Qhyst
(3)
where T is body temperature [K], k − the tissue thermal conductivity [W/(m•K)], ωb − the
blood perfusion rate [1/s], Cb − the blood specific heat, Tb − the blood vessel temperature,
Qmet − the metabolic heat generation rate [W/m3], Qext − the external heat sources [W/m3]m
and Qhyst is the power generated by hysteresis losses [W/m3]. The usual boundary condition
associated with the heat transfer process in the context of hyperthermia can be given by T  Tair.
Hysteresis power losses are in general in human tissues given by [5]
Qhyst 
2
~ 40r02 02C 2 f 2 H zm
1
2
2
2 
T  Tc 
(4)
where  is the remanent magnetization and χ(T) is termed the susceptibility of the material, r0
is the radius of the particle,  is the resistivity of the seed, C is the Curie constant and Tc is the
Curie temperature, and t is temperature. This value should be multiplied by filling factor,
which is a quotient of total particle weight to tissue weight. In this way we can averaged the
heat generation by hysteresis losses on the whole tumor volume. In our example Qhyst  30
[mW/cm3].
145
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Computations and results
Following geometrical dimensions where assumed to calculations. Coil has external radius r2
 0.4[m] and internal radius r1  0.35[m]. External dimension of body has elliptical shape
with dimensions 0.80.4[m]. Skin together with fat has thickness 0.2[m]. Liver has outer
dimensions 7.56[cm] and tumor has radius r3  3[cm]. Following parameters describing
tissues and blood were assumed for calculations. It is worth of notice that all this values are
burdened with relatively big uncertainty coefficient.
Table I. Physical parameters of tissues [5, 9]
Tissue
Human
body
Tumor
r
[S/m
]
29.6
0.053
160
0.64
k
[W/(m∙K)
]
0.22
Qmet
[W/m3]
0.56
480
300
Table II. Physical parameters of blood [5, 9]
Tissue
ρb
[kg/m3]
Cb
[J/(kg∙K)
]
Tb
[K]
ωb
[1/s]
Blood
1060
3639
310.1
5
in body
0.005
Theoretical studies of temperature distributions obtained with magnetic induction methods of
achieving hyperthermia have been presented. By nanoparticle heating using hysteresis losses
one can obtain temperature distribution in over 42oC range
1.4
coil
air
1.3
skin
1.2
1.1
body
1.
tumor
0.9
liver
0.8
0.7
0.6
0.6
0.7
0.8
0.9
1.
1.1
1.2
1.3
1.4
Fig.2. Cross section through human body together with coil
146
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig.3. Power dissipated by eddy current along body cross section
Fig.4. Temperature distribution along tumor perimeter
References
[1] E.J. Hall, L. Roizin-Towle, Biological effects of heat, Cancer Res. 44 (1984) 4708s–4713s.
[2] S.B. Field, J.W. Hand, An Introduction to the Practical Aspects of Clinical Hyperthermia, Taylor &
Francis, New York, 1990.
[3] P. Wust, B. Hildebrandt, G. Sreenivasa, B. Rau, J. Gellermann, H. Riess, R. Felix, P.M. Schlag,
Hyperthermia in combined treatment of cancer, Lancet Oncol. 3 (8) (2002) 487–497..
[4] J. Zee, D. Gonzalez, G. Rhoon, J. Dijk, W. Putten, A. Hart, Comparison of radiotherapy alone with
radiotherapy plus hyperthermia in locally advanced pelvic tumours: a prospective, randomised, multicentre
trial, Lancet 355 (9210) (2000) 1119–1125.
147
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE
MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO
TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO
TORU WIELKOPRĄDOWEGO
Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak
Politechnika Częstochowska
Wprowadzenie
Współczesne osłonięte rurowe tory wielkoprądowe buduje się jako jedno, dwu i
trójbiegunowe (rys. 1). Osłony tych torów mogą być izolowane względem siebie, uziemiane
na końcach i w punktach pośrednich oraz zwierane przez inne osłony, lub otaczające tor
konstrukcje stalowe [1]. Z punktu widzenia elektrodynamiki każda z tych struktur wymaga
oddzielnego traktowania uwzględniającego ich różną budowę, a przede wszystkich liczbę
przewodów fazowych i osłon toru wielkoprądowego oraz wzajemne położenie osi przewodów
fazowych i ekranu. Przy analizie pola magnetycznego w takich układach należy ponadto
uwzględnić wzajemne relacje między prądami fazowymi i prądem powrotnym w osłonie.
a)
b)
c)
Ie
e
L1
L2
Rys. 1. Tory wielkoprądowe o przewodach osłoniętych: a) jednobiegunowy GIL [2], b) dwubiegunowy – widok
ogólny, c) trójbiegunowy symetryczny - typu EHON-12/2 produkcji Holduct w Mysłowicach [3]
Rozpatrzmy pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu trójbiegunowego toru
wielkoprądowego (rys. 2) z izolowaną osłoną, w którym przewody fazowe umieszczone są
w wierzchołkach trójkąta równobocznego. Zmieniana będzie grubość ścianki ekranu
o konduktywności  2 , promieniu wewnętrznym R3 i zewnętrznym R4 . Jeśli suma prądów
fazowych I 1  I 2  I 3  0 , to całkowita sem indukowana w osłonie jest wtedy równa zero
148
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
i w konsekwencji nie pojawi się prąd powrotny. Zatem o polu magnetycznym we wszystkich
obszarach ekranu decydują prądy fazowe w przewodach osłanianych.
y
Her
HeΘ
X
rXZ
Z
r
rXV
γ1
I3
R2
Θ
3
rXY
I2
x’
1
V
Rys. 2. Trójbiegunowy symetryczny tor
wielkoprądowy
x
I1
R1
Y
d
2
γ2
μ0
e
R4
R3
Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu
Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu ( r  R4 ) określone jest wzorem [4]
(1)
H (r, Θ)  H 1 (r , Θ)  H 2 (r , Θ)  H 3 (r , Θ)
Jeśli wprowadzimy względną grubość ekranu
R
  3 przy czym 0    1
(2)
R4
r
d
zmienną względną  
i parametr  
to wzory na składowe względne pola
R4
R3
zew
zew
zew
zew
magnetycznego H (r , Θ) w obszarze zewnętrznym ekranu ( r  R4 lub   1 ) trójfazowego
trójbiegunowego symetrycznego toru wielkoprądowego mają postać [5]:
n


 2 
2

 2 
2
 1 s n 
zew
h r ( , Θ)   sin nΘ  exp  - j   sin n   Θ   exp  j   sin n   Θ 
n 1
 3 
3

 3 
3
  d n 
n 0 
(5)
oraz
n


 2 
2

 2 
2
 1 s n 
zew
h Θ ( , Θ)   cos nΘ  exp  - j   cos n   Θ   exp  j   cos n   Θ 
n 1
 3 
3

 3 
3
  d n 
n 1 
(5a)
gdzie
(6)
s n  I n1 ( 2 j ) K n1 ( 2 j )  I n 1 ( 2 j ) K n1 ( 2 j )
zew
oraz
d n  I n1 ( 2 j ) Kn1 ( 2 j )  I n1 ( 2 j ) Kn1 ( 2 j )
(6a)
W powyższych wzorach I n 1 ( 2 j ) , K n1 ( 2 j ) , I n1 ( 2 j ) , K n1 ( 2 j ) są
zmodyfikowanymi funkcjami Bessela odpowiednio pierwszego i drugiego rodzaju, rzędu n-1
 2
1

oraz n+1, a   k 2 R4 dla k 2 
[6].
2
2
Wpływ grubości ekranu na pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu
Rozkład modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze zewnętrznym ekranu dla
różnych wartości parametru  w funkcji kąta Θ przedstawiamy na rysunku 3.
149
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 3. Rozkład względnej wielkości modułu
całkowitego pola magnetycznego w obszarze
zewnętrznym ekranu dla różnych wartości
parametru 
Wnioski
Otrzymane rozwiązania są wyrażone przez szeregi ze zmodyfikowanymi funkcjami Bessela i
uwzględniają konduktywności, wymiary poprzeczne i wzajemne położenie przewodu i
ekranu. Rozwiązania te uwzględniają zjawisko naskórkowości oraz wewnętrzne i zewnętrzne
zjawisko zbliżenia. Są one ważne w zakresie częstotliwości pozwalającej na pominięcie
prądów przesunięcia. Z przedstawionego rozkładu całkowitego pola magnetycznego w
trójfazowym symetrycznym osłoniętym torze wielkoprądowym wynika, że w miarę wzrostu
grubości ścianki ekranu (mniejsza wartość parametru ) pole magnetyczne staje się coraz
bardziej nierównomierne (rys. 3). Ponadto natężenie pola magnetycznego przyjmuje
największe wartości na powierzchni zewnętrznej ekranu w punktach najbliżej położonych
względem przewodów fazowych.
Literatura
[1] Turowski J.: Elektrodynamika techniczna. WNT, Warszawa 1993.
[2] Koch H.: Gas-Insulated Transmission Lines (GIL) for high power transmission, Proc. of 1st International
Forum on Innovations in Power Links, Paris, France (29 March 2001), pp.79-84.
[3] Ho ld uc t – Z. H. Ltd. Polska.: Szynoprzewody trójfazowe okrągłe. [Online]. Available:
http://www.holduct.com.pl
[4] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Eliptic field problems in a screened symmetrical
busduct, XXXIII International Conference on Fundamentals of Electrotechnics and Circuit Theory, ISBN
978-83-85940-32-6, s. 9-10, Gliwce-Ustroń, 2010.
[5] Kusiak D.: Pole magnetyczne dwu i trójbiegunowych torów wielkoprądowych, Rozprawa doktorska, Pol.
Częst., Wydz. El., Częstochowa 2008.
[6] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Wpływ odległości między przewodami a ekranem
na pole magnetyczne ekranowanego dwuprzewodowego bifilarnego toru, Przegląd Elektrotechniczny,
ISSN 0033-2097, R. 87, Nr 12b, 2012, s. 115-117.
150
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS
OF A SYNCHRONOUS MOTOR WITH PERMANENT
MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL
Marek Lis
Częstochowa University of Technology
Electric motors excited with permanent magnets gain more and more popularity due to their
advantages. Most important ones are: high ration of the obtained moment and power to the
volume and mass of the machine, what results in lower dimensions and unit mass, thus to
better control and dynamic properties. These machines usually have low inertia moment and
quickly react to stimuli, may obtain high angular accelerations in a wide range of rotational
velocities, they obtain high efficieny in the whole range of rotational velocities. Due to the
lack of the commutator they exhibit high reliability.
Magnetic coupling of the stator circuit is defined as the algebraic sum of the magnetic
coupling due to tooth-end face dissipation and the magnetic coupling due to working flux in
the slot part of the stator.
Magnetic coupling due to tooth-end face dissipation depends linearly on currents of all
electric circuits and is defined as a product of appropriate dissipation inductances and these
currents.
The part of magnetic circuit due to flux in the slot part of the stator is calculated as the
product of elementary magnetic fluxes, which couple with a part of the inductor multiplied by
the number of coils included in that part of the inductor. Adding magnetic couplings for the
whole region of the inductor, we obtain the magnetic coupling of the inductor due to flux in
the slot part of the motor.
Total magnetic coupling for the whole circuit , where – number of electric circuits, is
obtained as an algebraic sum of magnetic couplings of the inductors. Taking the abovegiven
into account magnetic couplings in the stator are given with the relationship, written in the
matrix form



  L i  
(1)

where:    1  2  3  – column vector of magnetic couplings of electric circuits in the stator,
K
 1  L 11i1  L 12i2  L 13i3   k1
k 1
K
 2  L 21i1  L 22i2  L 23i3   k 2
k 1
K
 3  L 31i1  L 32i2  L 33i3   k 3
k 1

i  i1 i 2 i 3  – column vector of currents in the electric circuits of the stator,
151
(2)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
 L 11 L 12
L   L 21 L 22
 L 31 L 32
L 13 
L 23  – matrix of inductances of tooth-end face dissipation,
L 33 

     1   2   3  – column vector of magnetic couplings of electric circuits, due to couplings
in the slot part of the machine.
On the basis of Relationship (2) the magnetic coupling in the windings is a function of
currents flowing in individual phases and the rotation angle of the rotor with respect to the
stator:
 1   1 i1 , i2 , i3 ,  
(3)
 2   2 i1 , i2 , i3 ,  
 3   3 i1 , i2 , i3 ,  
where:  1 , 2 , 3 – magnetic coupling of the stator circuits, i1 , i2 , i3 – currents in these
circuits,  – rotation angle of the rotor.
For calculation of self- and mtual inductances it is necesary to determine partial derivatives of
magnetic couplings with respect to the currents. In the paper numerical methods have been
applied for this purpose.
In order to discretize the considered area is divided into a number of finite elements.
Numerical calculatons of differential parameters
Fig. 1. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i 1=var and i2=i3=0
for the immovable rotor
Fig. 2. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i 2=var and i1=i3=0 for the
immovable rotor
152
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
In Figs. 3 and 4 the dependencies of self- and mutual inductances of the motor on stator
current in the winding „1” are depicted.
Fig. 3. Selv-inductances of the windings versus stator current i1=var and i2=i3=0 for the immovable
rotor
Fig. 4. Mutual inductances of the windings versus stator current i 1=var and i2=i3=0 for the immovable rotor
From the results of carried out calculations the following conclusions may be drawn:
 as it can be seen from Figs. 1 and 2, the magnetic coupling of the winding circuit with
current has an addtional component due to the current.
 A substantial decrease in self-inductance for the conditions i1 = 3-4 [A], i2 = i3 = 0 is
caused by saturation of the active zone of the motor by the reaction field of the rotor.
 For currents above 3-4 [A] the magnetic circuit of the machine enters the saturation
state, what results in a decrease of self-inductance L11. The absolute value of mutual
inductance L21 in dependence on current increases for a given rotor position, current i1
increases mutual magnetic coupling between phases.
153
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION
OF QUALITY AND EFFICIENCY
OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING
ELECTROMAGNETIC FIELD – NEW DIRECTIONS
Mira Lisiecka-Biełanowicz1, Andrzej Krawczyk2
1
Medical University of Warsaw,
Department of Prevention of Environmental Hazards and Allergology, Faculty of Health Sciences
2
Częstochowa University of Technology
Introduction
In this research work into verification of quality and efficiency of terapeutical system using
electromagnetic fields we would like to use retrospective method in our research to come to
conclusion in which direction followed.
The important thing in the health care organization is looking at the medical service from the
process perspective. Is health care system able to take into consideration “the individual
needs” during therapeutic process for the patient?
If yes- this is the reason why nowadays the health care organization concentrated their activity
on the creation a “good relations” with theirs clients - it means: with patients in the therapy
process and with the therapist involved in service in the health care organization.
The two groups of patients treated by the electromagnetic therapies were examined by the
different questionnaires research, which was carried out in out-patients departments in
Rehabilitation Center (CKiR) in Warsaw in 2006 – 2007 [1], [3], [4] and [9].
Result analysis based on our research
As the authors mentioned above – in this research work into verification of quality and
efficiency of terapeutical system using electromagnetic field we would like to use
retrospective method of our research to come to conclusion in which direction followed.
Thus, the results of our first research on verification of quality and efficiency of terapeutical
system using electromagnetic fields, presented in [8] created the stage for the discussion
about: the connection between patient’s health and patient’s daily activity, the connection
between therapist’s treatment and good patient’s contact with therapist, the connection
between health and well-being or well-being and health, but after therapy influence of therapy
increase correlation between health and well-being.
The next aim of the study was to consider the influence of the therapeutical relation between
patient and therapist during therapy in electromagnetic field to the results of this therapy and
vice versa – the influence of the quality of therapy in electromagnetic field to the therapeutical
relation between patient and physiotherapist. The two groups of patients treated by the
electromagnetic therapies were examined by the different questionnaires research, which was
154
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
carried out in out-patients departments in the mentioned above Rehabilitation Center CKiR in
in the years 2006 – 2007 [1],[3] and [4].
After statistic analysis we know that:
There are no significant differences between highest notes („important” and „very important”)
for center reputation (74,4%) and doctor effectiveness (62,8%).
There are significant differences (p=0,013) in notes for scientific grade of doctor (52,7%) and
aid from medical staff (84,6%).
There are significant differences (p=0,003) in high rated timeliness (82%) and short time
waiting for examination (92,1%).
Education of medical staff and giving professional, short, clear information are also very
important for patients. But emotional attitude and calmative way of giving information are not
so important for patients.
Discussion And Conclusions
During medical process the time of quality in relations (QR) cannot be limited only into a
strict time of medical visit or into a results of examination but should persist and create as a
model of interaction.
The quality in the medical services is quality of relation between the people who are involved
in the therapeutical process but from our research we knew that more important for the patient
is the professional realization of the medical procedures (by high educated medical staff,
giving professional, short, clear information, short time waiting for examination and high
rated timeliness) then emotional attitude of medical staff or center reputation. The relations
between health and well-being measured both before and after therapy showed that
therapeutic process was positive since it links health and well-being to some extent. Thus, the
hypothesis for the future could be formulated as follows:
Therapy in electromagnetic field does not have a big influence on patients’ health but
influences their well-being in the most cases.
In the future we would like to present the useful tool to measure all these aspects during
therapy process in electromagnetic field of low frequency.
References
[1] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Próba weryfikacji skuteczności terapii w polu
elektromagnetycznym, Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12, 2007.
[2] Drummond H., „W pogoni za jakością. Total Quality Management.”, Dom Wydawniczy ABC, Warszawa,
1998, str. 99.
[3] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A, Kulikowski J.: Influence of therapeuticalenvironment on
effectivness of electromagnetic therapy, Przegląd Elektrotechniczny– Nr 12/2008.
[4] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A., Farnik M. : Relacja a jakość usług w magnetoterapii
(Therapeutical relation and quality in magnetotherapy). Przegląd Elektrotechniczny– Nr 12/2009.
[5] Lisiecka-Biełanowicz M.: „Interakcje firmy z klientem podstawą współtworzenia wartości usług” w:
„Sposoby utrzymywania przewagi konkurencyjnej firmy ” (red. Krystyna Lisiecka), Wydawnictwo
Akademii Ekonomicznej im. Karola Adamieckiego w Katowicach, Katowice, 2006.
[6] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A.: „Ewaluacja jakości relacji w procesie świadczenia usług w
systemie ochrony zdrowia” w: „Bioelektromagnetyzm – teoria i praktyka (red. Andrzej Krawczyk i Tomasz
Zyss), CIOP Warszawa, 2006.
[7] Rogoziński K., Jakość usług w horyzoncie aksjologicznym. W: Problemy Jakości nr 1/2005, Wydawnictwo
SIGMA-NOT, Warszawa, 2005 r., str. 24 oraz 29-32.
[8] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A.,: „A verification of quality and efficiency of terapeutical
155
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
system using electromagnetic fields.” in : Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics –
Electromagnetic field, health and environment Volume 29 (Eds. A Krawczyk et al.), IOS Press, Amsterdam
Berlin Oxford Tokyo Washington, DC, 2008, p. 249-254, ISSN 1383-7281.
[9] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Lusawa A.,: “The improved tool in the process of evaluation of
electromagnetic therapy. (Udoskonalone narzędzie w procesie ewaluacji terapii elektromagnetycznej)”,
Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), Wydawnictwo SIGMA-NOT Sp. z o.o., Warszawa, Str.200
- 201, PL ISSN 0033 – 2097, R.86 Nr 12/2010.
OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW
NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ
Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka
I Katedra i Klinika Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie
Na podstawie piśmiennictwa można stwierdzić, że zaburzenia lub/i osłabienie „czynnika
męskiego” w rozrodzie człowieka może być wynikiem oddziaływania licznych nowych
ksenobiotyków, w tym prawdopodobnie pola elektromagnetycznego o niskiej indukcji
magnetycznej o różnych zakresach częstotliwości prądu stałego i zmiennego [1,2,3,4].
Celem badań była ocena właściwości biologicznych dotyczących m.in. morfologii i ruchu
jakie wykazują plemniki ludzkie poddane oddziaływaniu Zmiennego Jednorodnego
Sinusoidalnego Pola Magnetycznego o Niskiej Indukcji Magnetyczmnej (ZJSPMoNIM)
0,5mT o częstotliwości 50Hz w warunkach in vitro w trzech przedziałach czasowych (30, 90 i
180 min). Dla każdego badanego ejakulatu grupę kontrolną stanowiło nasienie tego samego
dawcy nie poddane ekspozycji ZJSPMoNIM. Podstawowym warunkiem zakwalifikowania
nasienia do badań był brak przeciwwskazań w wywiadzie lekarskim (m.in.: stosowane
używki, przyjmowanie leków, nadciśnienie, cukrzyca itp.) oraz utrzymanie norm
jakościowych wg standardów WHO.
Na podstawie badań dotyczących min.: koncentracji, aglutynacji, aglomeracji i vitebility po
30, 90 i 180 min eksperymentu można stwierdzić, że ekspozycja ZJSPMoNIM 0,5mT o
częstotliwości 50Hz nie zaburza w/wym. parametrów plemników w warunkach in vitro.
Natomiast wybiórczo wpływała na obniżenie ruchu plemników A, B i C w wybranych
przedziałach czasu. Obserwowano wysoce istotnie obniżenie ruchu A we wszystkich
zestawieniach po: 30 min (p=0,0007), 90 min (p=0,0001) oraz 180 min (p=0,0001)
eksperymentu. Stwierdzono również wysoce istotne „spowolnienie” mobilności ruchu B we
wszystkich zestawieniach po 90 min (p=0,0007) oraz po 180 min (p=0,01). Natomiast nie
obserwowano oddziaływania w/wym. ekspozycji ZJSPMoNIM na ruch B po 30 min (p=0,1).
Wykazano również, że ruch C plemników wysoce istotnie obniżał się po 30 min (p=0,0005)
oraz po 90 min (p=0,008), a natomiast po 180 min eksperymentu obserwowano brak istotnych
różnic (p=0,18).
156
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Wyniki badań własnych dają podstawy do przypuszczenia, że ekspozycja ZJSPMoNIM
0,5mT o częstotliwości 50Hz w wybranych przedziałach czasu wybiórczo (w %) obniża ruch
A, B i C plemników ludzkich w warunkach doświadczalnych in vitro.
Ponadto na podstawie analizy bieżącego piśmiennictwa można stwierdzić, że brak jest
kompleksowych danych na ten temat i dlatego też wydaje się celowa kontynuacja tego
kierunku badań eksperymentalnych na plemnikach ludzkich w warunkach in vitro.
Do chwili obecnej można przypuszczać, że ekspozycja ZJSPMoNIM ma niekorzystny wpływ
na funkcje biologiczne człowieka (1,5,6), a więc też prawdopodobnie na plemniki ludzkie w
warunkach in vivo.
W nielicznych publikacjach przedstawione są wyniki badań dotyczące min.: oddziaływania
ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz o indukcji magnetycznej 2,5 i 5mT na ludzkie komórki
spermatogenezy. W 2007 r. Iorio R. i wsp. (7) na podstawie badań eksperymentalnych
prowadzonych w warunkach in vitro przez dwie godziny wykazali, że indukcja magnetyczna
5mT w/wym. pola magnetycznego obniża ruch komórek spermatogenezy, natomiast
ekspozycja 2,5mT nie ma istotnego wpływu na w/wym. Oceniany parametr. Autorzy
przypuszczają, że odmienne reakcje komórek spermatogenezy w warunkach
eksperymentalnych mogą być wynikiem zastosowanych w badaniach dwóch różnych
wartości amplitud fali ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz.
Wyniki badań eksperymentów własnych i nieliczne przedstawione w piśmiennictwie w tym
temacie dają podstawy do dalszych badań dotyczących min.: oceny zachowania się
elektrolitów, białek, przemian energetycznych, a także wielu innych oddziaływań w nasieniu
ludzkim [8,9].
Ponadto przedstawione wyniki badań własnych mają implikacje kliniczne, bowiem na ich
podstawie można przypuszczać, że ZJSPMoNIM 0,5mT o częstotliwości 50Hz jest jednym z
ksenobiotyków, który selektywnie obniża płodność mężczyzn.
Literatura
[1] Aitken, R. J.; Bennetts, L. E.; Sawyer, D.; Wiklendt, A. M.; King, B. V. Impact of radio frequency
electromagnetic radiation on DNA integrity in the male germline. Int. J. Androl. 2005, 28(3), 171-179.
[2] Andersen, A. G.; Jensen, T. K.; Carlsen, E.; Jorgensen, N.; Andersson, A. M.; Krarup, T.; Keiding, N.;
Skakkebaek, N. E. High frequency of sub-optimal semen quality in an unselected population of young men.
Hum. Reprod. 2000, 15(2), 366-372.
[3] Aqarwal, A.; Deepinder, F.; Sharma, R. K.; Ranga, G.; Li, J. Effect of cell phone usge on semen analysis in
men attending infertility clinic: an observational study. Fertil. Steril. 2008, 89(1), 124-128.
[4] Łopucki, M.; Jakiel, G.; Bakalczuk, Sz.; Pietruszewski, S.; Kankofer, M.; Bakalczuk, G.; Tkaczuk-Włach,
J.; Kotarski, J. Influence of alternating magnetic field with magnetic iduction 0,5mT and frequency 50Hz
on human spermatozoas in vitro. Int. J. of Andrology. 2005, 28(1), 106.
[5] Derias, E. M.; Stefanis, P.; Drakeley, A.; Gazvani, R.; Lewis-Jones, D. I. Growing concern over the safety
of using mobile phones and fertility. Arch. Androl. 2006, 52(1), 9-14.
[6] Szmigielski, S.; Sobiczewska, E. Współczesne poglądy na ryzyko nowotworowe pól magnetycznych 50Hz
w świetle wyników międzynarodowych programów naukowych. Pola elektromagnetyczne 50Hz w
środowisku człowieka. Ed.: EKOKONSULT Biuro Projektowo-Doradcze. Materiały konferencyjne –
Poznań., 2003, 31-46.
[7] Iorio, R.; Scrimaglio, R.; Rantucci, E.; Delle Monache, S.; Di Gaetano, A.; Finetti, N.; Francavilla, F.;
Santucci, R.; Tettamanti, E.; Colonna, R. A preliminary study of oscillating electromagnetic field effects on
human spermatozoon motility. Bioelectromagnetics. 2007, 28, 72-75.
[8] Semczuk, M.; Kurpisz, M. Andrologia; Wydawnictwo Lekarskie PZWL., 2006, 145-346.
[9] Mukai, C.; Okuno, M. Glycolysis plays a major role for adenosine triphosphate supplementation in mouse
sperm flagellar movement. Biol. Reprod. 2004,
157
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC
SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES
František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel
University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering, Czech Republic
The paper deals with the possibility of recycling plastic materials. As their particular levels
should be as pure as possible, it is crucially important to have a sufficiently powerful
technique for their mutual separation. One of the promising techniques of this kind is based
on the triboelectric effect consisting in the fact that small particles of a mixture of plastics are
able to accept electric charge whose value depends on the type of plastic [1]. And after
charging, the particles are transported to a stronger electric field where they freely fall down
and their movement is driven by the local field strength.
An appropriate device (separator) of this kind is indicated in Fig. 1.
Fig. 1. Typical separator of plastic particles
It consists of two electrodes, one of them being grounded. The electrodes are supposed to be
covered by a suitable insulating material that prevents recharging of the particles in case of
direct impacts with them. The mixture of charged particles is delivered by the feeder. At the
bottom of the device there are recycle bins used for accumulating of particular levels of
plastics. One of the principal demands is to tune the shape of the electrodes and widths of the
bins so that the particles of different levels fall down exactly to the corresponding bin.
The aim of the paper is to model the dynamics of the particles in the device determined for
separation of two levels (polyethylene – PET and polyvinylchloride – PVC) and optimize the
shape of both electrodes in order to satisfy the demands concerning the purity of particular
levels. The mass and charge of the mixed particles obeys the Gauss distribution.
Electric field in between the electrodes in the separator is described by the equation for the
electric potential 
div  grad   0 ,
(1)
where  is the dielectric permittivity. The boundary conditions are given by the known
values of the electric potential on the electrodes and Neumann condition along the artificial
boundary placed at a sufficiently distance from the device.
The movement of the particle obeys the equations for its velocity v and trajectory s in the
forms
158
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
dv
ds
(2)
 Fe  Fa  Fg , v  .
dt
dt
Here Fe denotes the Coulomb force acting on the particle, Fa represents the aerodynamic
resistance and Fg is the gravitational force.
The above model was solved numerically using our own code Agros2D, which is a powerful
user’s interface serving for pre-processing and post-processing of the problems solved. The
code collaborates with the library Hermes containing the most advanced fully adaptive
algorithms for solution of systems of generally nonlinear and nonstationary partial differential
equations (PDEs) based on the finite element method of higher order of accuracy. The
movement of the particles affected by electric field, gravity and drag aerodynamic resistance
is modeled by an adaptive Runge-Kutta-Fehlberg method with a time-varying time step. The
shape optimization is carried out using a technique based on higher-order conjugate gradients.
Some results follow. Fig. 2 (left part) shows the starting arrangement; the right part shows the
final arrangement with the optimized shape of electrodes.
m
Fig. 2. The starting (left) and final (optimized electrodes) arrangement (right)of the separator
Figure 3 (left part) depicts the typical trajectories of the PVC particles, while its right part
depicts the efficiency of separation as a function of the voltage between the electrodes.
Fig. 3. Typical trajectories of the PVC particles in the optimized device (left) and efficiency of the process as a
function of voltage between the electrodes for the basic and optimized arrangements (right)
159
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Acknowledgment
This work was supported by the European Regional Development Fund and Ministry of
Education, Youth and Sports of the Czech Republic (project No. CZ.1.05/2.1.00/03.0094:
Regional Innovation Centre for Electrical Engineering – RICE) and Grant project GACR
P102/11/0498.
References
[1] Saeki, M.: Triboelectric Separation of Three-Component Plastic Mixture, Particulate Science and
Technology, Vol. 26/5, pp. 494–506, 2008.
COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS
FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS
WITH UNSTRUCTURED MESHES
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann
“Széchenyi István” University, Department of Automation
Laboratory of Electromagnetic Field, Hungary
Different applications of domain decomposition method [1], [2] have a long history in
computational science. The reason for employing the sub-structuring technique was the small
memory of computers. To solve large scale problems, a domain was divided into sub-domains
that fit into computer memory. However, the computer memory grows but demand for
solution of large real life problems is always ahead of computer capabilities. The large scale
computations and simulations performed with finite element method (FEM) [3] often require
very long computation time. While limited progress can be reached with improvement of
numerical algorithms, a radical time reduction can be made with multiprocessor computation.
In order to perform finite element analysis on a parallel computer, computation should be
distributed across processors.
The finite element method [3] is an important technique for the solution of a wide range of
problems in science and engineering. It is based on the weak formulation of the partial
differential equations, which can be obtained by the Maxwell’s equations and the weighted
residual method [3]. The most time consuming part in finite element computations is the
solution of the large sparse system of equations. Therefore, the solution of a large system of
equations must be parallelized in order to speed-up the numerical computations [1].
Two non-overlapping domain decomposition methods, the Schur complement method [1], [2]
and the FETI (Finite Elemenet Tearing and Interconnectioning) method [4], [5], [6]
have been used after the cut of the finite element mesh into sub-regions or also called subdomains (see in Fig. 1), and it reduces the large mass matrix into smaller parts. The
independent sub-domains, and the assembling of these equation systems can be handled by
the independent processors of a supercomputer or by the independent computers of a
computer grid i.e. in a parallel way. Furthermore, after the assembling, the system of linear
160
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
equations has also been solved in a parallel way. Fig. 2 presents an example about the
assembled results of problem, and the run-time via numer of processors.
Fig. 1. Schematic description of parallel computation
The full paper presents a parallel approach for the efficient solution of 1D and 2D elliptic
partial differential equation problems by parallel finite element method. These problems are
case studies to show the steps of the Schur complement method and FETI method with
parallel finite element technique. The domain decomposition methods will present and
compare by the run-times via number of processors and by the speed-up via number of
processors.
Fig. 2. Magnetic flux distribution and the magnetic flux lines of the quarter of single-phase transformer and the
run-time at different number of processors
References
[1] Magoulés F., Mesh partitioning techniques and domain decomposition method, Kippen, Stirling, Scotland,
Saxe-Coburg Publication, 2007.
[2] Kruis J., Domain decomposition methods for distributed computing, Kippen, Stirling, Scotland, SaxeCoburg Publication, 2006.
[3] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press, 2008.
161
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[4] Toselli A., “FETI domein decomposition methods for scalar advection-diffusion problems”, Computer
methods in applied mechanics and engineering, Vol. 190, 2001, pp. 5759–5776.
[5] Farhat C., Mandel J., “The two-level FETI method for static and dynamic plate problems Part I: An optimal
iterative solver for bihamonic systems”, Computer methods in applied mechanics and engineering, Vol.
155, 1998, pp. 129–151.
[6] Farhat C., Chen P., Mandel J., Roux F. X.,, “The two level FETI method Part II: Extension to shell
problems, parallel implementation and performance results”, Computer methods in applied mechanics and
engineering, Vol. 155, 1998, pp. 153–179.
A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD
AND SAR DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT
IN THE TRUNK OF A TEENAGER
Arkadiusz Miaskowki1, Andrzej Krawczyk4, Grażyna Olchowik3, Ewa Łada-Tondyra2,
Andrzej Bartosiński4
1
University of Life Sciences in Lublin, Poland
Częstochowa University of Technology, Poland
3
Medical University of Lublin, Poland
4
Military Institute of Hygiene and Epidemiology
2
There are many people who carry metallic implants inside their bodies. In general, these
implants can be divided into two groups i.e. passive implants like orthopedic plates, wires,
rods and active ones like pacemakers. Also children can carry metallic items like titanium
bars in the case of, for example, pectus excavatum deformity which produces sunken
appearance of the chest [1].
Whenever a RF field impinges on such a metallic object, the field is scattered around the
conductor and may redistribute the energy of the incident field to produce peak SAR (Specific
Absorption Rate) concentrations around the parts of the implant. SAR is the fundamental
metric of RF heating and can be calculated in any point of the exposure material from the
internal electric field (E) using:
σ 2
(1)
SAR = E
ρ
where σ is the conductivity (S/m), ρ is the mass density (kg/m3), and E is expressed in rms V/m.
This study explores the use of FDTD modeling technique for assessing metallic implant
influence on SAR and E-field distribution in the realistic three-dimensional finite-difference
geometry based on Virtual Family (see Fig. 1) [2].
The dielectric properties (electrical conductivity, relative permittivity and mass density) of the
boy model used in this study were based on Cole-Cole model [3] with parameters taken from
Gabriel [4]. The preliminary results of SAR distributions for frequency f = 2.45 GHz can be
seen in Fig. 2.
162
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig. 1. Thelonious 6-year-old boy from Virtual Family
Fig. 2. SAR10g distribution for the boy model with implant (right) and without it (left)
It was found that the implant did not change the SAR distribution in the model for the
presented configuration, but unexpectedly the SAR values decreased when compared with the
model without an implant. Further investigation will be conducted for different plane wave
polarizations and frequencies in order to find the worst scenarios.
References
[1] Michael E. Conti, Anesthetic Management of Acute Subcutaneous Emphysema and Pneumothorax
Following a Nuss Procedure: A Case Report, AANA Journal, June 2009, Vol. 77, No. 3, pp. 208-211.
[2] http://www.speag.com/products/semcad/applications/medical-technology-simulations/high-resolutionphantom-models/
[3] K.S.Cole and R.H.Cole, Dispersion and absorption in dielectrics: I. Alternating current characteristics,
Journal of Chemical Physics, April 1941, pp.341-351.
[4] C. Gabriel, Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies,
Report N.AL/OE-TR- 1996-0037, Occupational and environmental health directorate, Radiofrequency
Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA), 1996.
163
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY
ELEKTROMAGNTETIC FIELD DISTRIBUTION
AND SPECYFIC ABSORPTION RATE
IN NATURALISTIC BREAST MODELS
Joanna Michałowska-Samonek1, Arkadiusz Miaskowski2, Andrzej Wac-Włodarczyk1
1
2
Lublin University of Technology, Institute of Electrical Engineering and Electrotechnologies
University of Life Sciences in Lublin, Department of Applied Mathematics and Computer Science
Introduction
The development of microwave breast cancer detection techniques, which can be seen in the
last ten years, forces electromagnetic field (EMF) analysis in the context of electromagnetic
hazards. Referring to the standard proposed by the Commission on Non-Ionizing Radiation
Protection – ICNIRP [4] and adopted by EU as the norm, parameters which are required for
estimation of EMF exposures in the frequency range of 10 MHz-10 GHz are electric field (E)
and Specific Absorption Rate (SAR).
The SAR value is defined in an official 2008/46/WE directive [3] of the European Parliament
and Council document prepared on the basis of ICNIRP report. According to the current
Directive the limit value of SAR averaged to 10 grams is SAR10g = 0.4 W/kg.
SAR is a measure of the rate at which energy is absorbed by the body when exposed to a high
frequency electromagnetic field. It is defined as the power absorbed per mass of tissue and
has units of watts per kilogram (W/kg). SAR is usually averaged either over the whole body,
or over a small sample volume (typically 1 g or 10 g of tissue).
SAR can be calculated from the electric field within the tissue as:
E
SAR 

2
(1)
where  is the conductivity of tissue [S/m], ρ is the density of the tissue [kg/m3], E – electric
field in the tissue.
Numerical analysis
In order to estimate the electric field and SAR distribution in female breast the authors have
used freely available database of the models [5]. The breast phantoms are derived from series
of T1-weighted magnetic resonance images (MRIs) and they are divided into four categories:
mostly fatty (<25% glandular tissues), scattered fibroglandular (25-50% glandular tissue),
heterogeneously dense (50-75% glandular tissue) and extremity dense (>75% glandular
tissue).
164
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Fig.1. Naturalistic breast model –Class 1 (mostly fatty)
In our case the electrical properties of the breast model were calculated for frequency of
6GHz with regard to Cole-Cole equation [1] with parameters taken from Gabriels [2].
        j        

1   j  1

s
j  o
(2)
where: ω – angular frequency , Δε = ε∞ - εs – dielectric increment , εs – electric permittivity,
εo – permittivity of vacuum, σs – static conductivity,  - relaxation time, α- parameter of time
relaxation distribution.
In order to simulate a source of electromagnetic field a dipole antenna has been used. The
dipole was prepared for resonance frequency f = 6 GHz and its the power was estimated for
2W. The exemplary distributions of EMF and SAR can be seen in Fig.2
a)
b)
SARavg=138,2 [µW/g]
Fig.2. Mostly fatty breast: a) Electric field distribution, b) SAR10g distribution
On the base of simulations the authors have received the electric field distribution and SAR in
the considered models. One can see that the values of E and SAR are below the values
proposed in the norms.
165
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
References
[1] Cole K.S., at all, Dispersion and absorption in dielectrics, J.Chem.Phys.,pp.341-351, 1941,
[2] Gabriel C. ,The dielectric properties of biological tissue: I. Literature survey, Phys. Med. Biol, mvol.41,
pp.2231-2249, 1996,
[3] http://rop.sejm.gov.pl/1_0ld/opracowania/pdf/material30.pdf,
[4] ICNIRP, Guidelines for Limiting Exposure to Time-Varying Electric, Magnetic, and Electromagnetic
Fields (up to 300 GHz), Health Physics, vol. 74, no 4, pp. 494-522, 1998,
[5] Zastrow E., at all, Database of 3D Grid-Based Numerical Breast Phantoms for use in Computational
Elektromagnetics Simulation Universityof Wisconsin, http://uwcem.ece.wisc.edu/home.ktm.
WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI
Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski
Politechnika Częstochowska, Instytut Elektroenergetyki
Materiały magnetyczne o strukturze amorficznej charakteryzują się bardzo korzystnymi
właściwościami magnetycznymi, elektrycznymi oraz mechanicznymi. Materiały amorficzne
produkowane w postaci cienkich taśm stosowane są przede wszystkim do produkcji rdzeni
transformatorów rozdzielczych, ale także znalazły zastosowanie w czujnikach, ekranach
magnetycznych oraz głowicach do zapisu informacji.
a)
b)
Rys.1. Włókno amorficzne (a) [12] oraz mikrowłókno w osnowie szklanej (b) [13]
W latach 80-tych ubiegłego wieku rozpoczęto produkcję materiałów amorficznych
w postaci cienkich włókien o cylindrycznym kształcie, charakteryzujących się specyficznymi
właściwościami magnetycznymi [1]. Włókna amorficzne produkowane są obecnie dwiema
podstawowymi technologiami:
 poprzez gwałtowne schładzanie strumienia ciekłego metalu w wirującej cieczy (ang.
in-rotating water quenching technique). Technologia ta umożliwia produkcję włókien
amorficznych o średnicach rzędu od 80 do 160 m,
166
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
 poprzez gwałtowne schłodzenie ciekłego metalu przepływającego przez szklaną
kapilarę, co pozwala na uzyskanie mikrowłókna amorficznego w szklanej osnowie
(ang. glass-coated melt spinning method). Średnica włókna otrzymanego tą metodą zawiera
się w granicach 1-20 m, a grubość szklanej warstwy wynosi 2-10 m [1-5,7-9,11].
Właściwości magnetyczne włókien i mikrowłókien amorficznych silnie zależą od ich składu
chemicznego, który jest odpowiedzialny za znak oraz wartość magnetostrykcji. Włókna
amorficzne można podzielić na trzy podstawowe grupy:
 włókna na bazie Fe o dodatniej i stosunkowo dużej magnetostrykcji (  10-5),
 włókna na bazie Co o ujemnej magnetostrykcji (  -10-6),
 oraz włókna na bazie Co z niewielkim dodatkiem Fe, charakteryzujące się bliską zeru
magnetostrykcją (  -10-7) [1,2,4,5,9].
Najbardziej charakterystyczną cechą włókien oraz mikrowłókien amorficznych jest
bistabilność magnetyczna, reprezentowana przez prostokątną pętlę histerezy magnetycznej.
Zjawisko bistabilności magnetycznej uwarunkowane jest jednodomenową strukturą włókna
i polega na skokowym przemagnesowaniu materiału, czemu odpowiada pojedynczy skok
Barkhausena. Zjawisko to występuje przy krytycznej wartości pola magnetycznego,
określanego jako pole przełączające [1,4,5,8,10].
Zjawisko bistabilności magnetycznej występuje wyłącznie dla włókien amorficznych
o dużych (ujemnych bądź dodatnich) wartościach magnetostrykcji. W przypadku włókien
o bliskiej zeru magnetostrykcji, ze względu na bark w nich struktury jednodomenowej, nie
obserwuje się zjawiska bistabilności magnetycznej, a pętla histerezy charakteryzująca ich
właściwości magnetyczne ma postać zbliżoną do krzywej bezhisterezowej [2,4,7,10]. We
włóknach tych występuje natomiast zjawisko gigantycznej magnetoimpedancji, polegające na
znaczących zmianach impedancji materiału pod wpływem zewnętrznego, stałego pola
magnetycznego [1,4,6-10].
Włókna amorficzne z względu na swoje właściwości magnetyczne (w tym zjawisko
bistabilności magnetycznej i gigantycznej magnetoimpedancji) i mechaniczne (m.in. znikome
wymiary), znalazły zastosowanie w różnego typu sensorach magnetycznych, jak również
przyczyniły się do ich miniaturyzacji.
Literatura
[1] Vázquez M., Hernando A., A soft magnetic wires for sensor applications, J. Phys. D: Appl. Phys.,
29 (1996), 939-949
[2] Vázquez M., Zhukov A.P., Magnetic properties of glass-coated amorphous and nanocrystalline microwires,
/444J. Mag. Mag. Mater., 160 (1996), 223-228
[3] Chiriac H., Óvári T.A., Pop Gh., Barariu F., Amorphous glass-covered magnetic wires for sensing
applications, Sensor and Actuators A, 59 (1997), 243-251
[4] Vázquez M., Soft magnetic wires, Physica B, vol. 299 (2001), 302-313
[5] Chiriac H., Preparation and characterization of glass covered magnetic wires, Mat. Sci. Eng. A,
304-306 (2001), 166-171
[6] Kamruzzaman Md., Rahman I.Z., Rahman M.A., A review on magneto-impedance effect in amorphous
magnetic materials, J. Mat. Proc. Tech., 119 (2001), 312-317
[7] Zhukov A., Glass-coated magnetic microwires for technical applications, J. Mag. Mag. Mater.,
242-245 (2002), 216-223
[8] Marín P., Hernando A., Magnetic microwires: manufacture, properties and applications, Encyclopedia of
Materials: Science and Technology, 2004, 1-9
[9] Zhukova V., Ipatov M., Zhukov A., Thin magnetically soft wires for magnetic microsensors, Sensors, 9
(2009), 9216-9240
[10] Mohri K. i in., Advances of amorphous wires magnetics over 27 years, Phys. Status Solidi A,
4 (2009), 601-607
167
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[11] Vázquez M., Adenot-Engelvin A.-L., Glass-coated amorphous ferromagnetic microwires at microwave
frequency, J. Mag. Mag. Mater., 321 (2009), 2066-2073
[12] http://www.jsamd.com/ - strona internetowa Amorphd Noval Materials Technology Co. Ltd., Jiangsu,
China
[13] http://www.icmm.csic.es/gnmp - strona internetowa Group of Nanomagnetism and Magnetization
Processes, Instituto de Ciencia de Materiales de Madrid, CSIC, Spain
ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ
FUNDAMENTALNYCH
W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH
ELEKTROMAGNETYZMU
Stanisław Pawłowski1, Jolanta Plewako2
1
Politechnika Rzeszowska
Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych
2
Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki
Wstęp
W zagadnieniach polowych najpowszechniej stosuje są metody należące do kategorii
obszarowych (MES, MRS). Popularność konkurencyjnych, w stosunku do nich, metod
brzegowych (np. MEB) jest znacznie mniejsza, pomimo, że te pierwsze pod bardzo wieloma
względami im ustępują (większe rozmiary modelu numerycznego i wymagania sprzętowe,
trudności w analizie układów zawierających obszary nieograniczone, kłopotliwa ocena błędu
rozwiązania i inne). Główną przyczyną tego stanu rzeczy jest to, że metody brzegowe
uznawane są za mniej uniwersalne, np. za nie nadające się do rozwiązywania zagadnień
nieliniowych. Istotnie, wszystkie metody brzegowe bazują na zasadzie superpozycji, która
obowiązuje jedynie w zagadnieniach liniowych. Pomimo to istnieją pewne koncepcje
wskazujące na możliwość ich zastosowania również w
z

zagadnieniach nieliniowych [1].
Autorzy od szeregu lat zajmują się badaniem i rozwijaniem
rzadko stosowanej w zagadnieniach elektrodynamiki
brzegowej metody rozwiązań fundamentalnych (MRF) [2,
3, 4, 5]. W niniejszej pracy podjęto próbę jej
zaimplementowania do analizy zagadnień nieliniowych na
przykładzie modelowego zagadnienia magnetostatyki.
Przeprowadzono testy numeryczne pozwalające na
wstępną ocenę jej skuteczności i celowości ewentualnych
dalszych badań nad możliwościami jej zastosowania w
bardziej złożonych zagadnieniach elektrodynamiki
obliczeniowej.
168


 
Rk
R
u
y
i
x
Rys. 2 Analizowany układ
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Sformułowanie zagadnienia
Rozważane zagadnienie dotyczy analizy pola magnetostatycznego wzbudzonego przez prąd
stały płynący w zwoju kołowym otaczającym kulę o nieliniowych właściwościach
magnetycznych, opisanych zależnością    (H ) (rys. 1). Przy poczynionych założeniach,
w rozpatrywanym obszarze natężenie pola magnetycznego H można wyrazić za pomocą
skalarnego potencjału magnetycznego  ( H   grad  ), spełniającego równania:
grad  ( H )  grad  I
we wnętrzu kuli, (1)
 (H )
(2)
 II  0 w obszarze zewnętrznym,
oraz warunki brzegowe:
 I  
 II
 I
 r ( H )
r
r
  ,
I
II
na powierzchni granicznej.
(3)
Zarys metody rozwiązania
Rozwiązania tak postawionego zagadnienia można poszukiwać na drodze iteracyjnej,
przyjmując w pierwszym kroku  = const, a w następnych przez rozwiązanie równania (1),
którego prawą stronę wyznacza się na podstawie rozkładu pola obliczonego w kroku
poprzednim. W każdym kroku iteracji rozwiązywane jest więc równanie liniowe (Poissone’a),
dzięki czemu rozwiązanie może być przedstawione w postaci superpozycji potencjału
„źródłowego”  i0 i kombinacji liniowej rozwiązań fundamentalnych równania Laplace’a Fnk :
N
ik (r )  i0 (r )   pnk Fnk (r ) , k = I, II, i – numer iteracji,
(4)
n 1
gdzie:
 (r )  
0
i

I
1
grad  ( H i 1 )  grad iI1 3
k
, n = 1,..,N ,
d r  , i > 1, Fn (r ) 
r  rn
4 ( H i 1 ) r  r 
(5)
rn - punkty osobliwe rozwiązań Fnk leżące poza obszarem k.
W pierwszym kroku iteracji 10 jest potencjałem pola wzbudzającego, który wyraża się całką:
10  

i
Ru cos    2  z 2
z
d
2 0 (  2 sin 2   z 2 ) Ru2  2 Ru cos    2  z 2
(7)
Współczynniki pnk w sumie aproksymacyjnej w (4) wyznaczane są w taki sposób, aby dla
ustalonego zbioru rozwiązań fundamentalnych Fnk (określonego zbiorem ich punktów
osobliwych) w możliwie najlepszym stopniu spełnić warunki brzegowe. Uzyskuje się to przez
minimalizację funkcjonału błędu brzegowego rozwiązania. Stosując metodę najlepszej
aproksymacji sprowadza się zagadnienie do liniowego układu równań algebraicznych.
Literatura
[1] Jabłoński P.: Metoda elementów brzegowych w analizie pola elektromagnetycznego, Wydawnictwo
Politechniki Częstochowskiej. Częstochowa 2003.
[2] Pawłowski S.: Solution of boundary value problem approximated by fundamental solutions, Journal of
Technical Physics, 34, 2, s. 161-172, 1993.
[3] Pawłowski S.: Iteracyjno-brzegowa metoda analizy trójwymiarowych zagadnień quasi-stacjonarnych
zagadnień elektrodynamiki, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów 2009.
169
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[4] Pawłowski S., Plewako J.: Application of iterative boundary method in determination of 3D harmonic
electromagnetic field induced by current ducts. Electrical Review, No 12, p. 109-112, 2010.
[5] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Scatter of high frequency electromagnetic wave on the trihedral
conductive, Przegląd Elektrotechniczny, No 12b, s. 5-9, 2011.
INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN
ON TORQUE CHARACTERISTICS
FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR
Lidija Petkovska1,2, Goga Cvetkovski 1
1
Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies,
Macedonia
2
International Balkan University, Samoilova 10, 1000 Skopje, Macedonia
Introduction
High-performance drives require permanent magnet synchronous motors (PMSMs) that
produce smooth static torque with rather low component of cogging torque. In many
commercially available motors, their typical value is 5-15% of the rated torque. However, due
to the imperfect manufacture, even properly designed PMSMs may have higher cogging
torque, as much as 25% of rated value. Hence, to design motors that meet required
specifications, accurate methods for torques prediction and assessment are necessary [1]. A
variety of techniques for cogging torque reduction are applied. They fall into two categories:
drive strategies and geometric design. The former approach [2] includes current waveform,
switch–on/off, duty cycle, etc. The second approach [3] deals with the geometric design of
stator and rotor lamination, permanent magnet poles shape, air-gap profile, etc.
Analysis Model and Procedure
The analysis model is PM synchronous motor with 3-phase, 6-poles, 18 A rated current, 010Nm torque control, and 0-4000rpm speed control. There are 6 high energy Sm–Co magnet
poles, surface mounted on the rotor, that are magnetized in radial direction, and a stator
lamination with 36 slots.
Three different stator yoke models, modified from a common round stator yoke [2], are
analysed.
• Yoke Y1: the round stator yoke is a common cylinder configuration;
• Yoke Y2: in the round stator yoke Y1 are added 6 symmetrically displaced circular
interlocks;
• Yoke Y3: in the stator yoke Y2 there are flat edges and 8 extra notches with 3 different
shapes.
170
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
These stator structures Y1, Y2 and Y3 are shown in Fig. 1, (a), (b) and (c), respectively; they
all are formed with identical yoke thickness, inner radius of the stator and stack length.
(a) Yoke 1 – Y1
(b) Yoke 2 – Y2
(c) Yoke 3 – Y3
Figure 1. Three different stator yoke structures
The two-dimensional Finite Element Analysis (FEA) is used for prediction torque
characteristics of PMSM. The Maxwell stress tensor is used to calculate torques. The mesh of
finite elements is with more than 57,000 nodes and 116,000 elements. In order to achieve a
very close estimation of torque, the mesh density in the air gap, where the Maxwell stress is
highest, has been refined. The calculations start with no-load, when the magnetic field is
produced by the permanent magnets only. The next FEM results show the effects of load on
the magnetic field distribution in the motor. The computations are carried out with rated
current; rotor rotation is selected to be clockwise. The magnetic field distribution at rotor
position of 300 mech., for 3 studied models is presented in Fig. 2.
(a) Y1
(b) Y2
(c) Y3
Figure 2. Magnetic field distribution at I=In=18 A and =30 mech.=90 el.
0
(a) Y1
0
(b) Y2
(c) Y3
Figure 3. Cogging torque characteristics for different yoke geometries
The static torque is another important characteristic for performance analysis of the PMSM.
For torque calculations various approaches exist; we use the weighted stress tensor of a
171
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
volume integral, as results tend to be more accurate. Characteristics Tem=f() at rated current
are shown in Fig. 4. One can notice that the peak torque value is not affected, but an
asymmetry of the wave profile is evident. More computational results and discussion will be
given in the full manuscript.
(a) Y1
(b) Y2
(c) Y3
Figure 4. Static torque characteristics at rated current for different yoke geometries
Computational Results
The cogging torque is determined from the FEM results for unexcited PMSM. Characteristics
Tcog=f() for the three analysed models are shown in Fig. 3. Obviously, notches and interlocks
in stator yoke, which are standard methods for stator lamination stacking, cause local
saturation peaks in the back iron which in turn give rise to peak cogging torque and change
the period of the profile.
References
[1] Ionel, D.M., Popescu, M., Mc Gilp, M.I., Miller, T.J.E., Dellinger, S.J. (2005) Assessment of Torque
Components in Brushless Permanent-Magnet Machines Through Numerical Analysis of the
Electromagnetic Field, IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, pp. 1149-1158.
[2] Petkovska, L., Cvetkovski, G. (2011) Assessment of Torques for a Permanent Magnet Brushless DC Motor
Using FEA, Journal Przeglad Elektrotechniczny Vol. 87, No. 12b, pp. 132-136.
[3] Lefley, P., Petkovska L., Cvetkovski, G. (2011) Optimisation of the Design Parameters of an Asymmetric
Brushless DC Motor for Cogging Torque Minimisation, Proceedings of the 14th International European
Conference on Power Electronics and Applications – EPE'2011 on CD, pp. 1-8, Birmingham, United
Kingdom.
172
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA
NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI WIRNIKA
W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO
KLATKOWEGO
Danuta Pliś
Politechnika Rzeszowska
Wymagania, jakie aktualnie stawia się wysokonapięciowym silnikom indukcyjnym, co do ich
energooszczędności, hałasu, drgań oraz minimalizacji efektów pasożytniczych, ujawniają
potrzebę szczegółowej analizy wymienionych zjawisk. Łączy się to z analizą
przyszczelinowej strefy rdzenia, w tym przydatności stosowania klinów magnetycznych
w zamknięciach żłobków stojanów w silnikach indukcyjnych klatkowych, oraz stojanów
i wirników w silnikach indukcyjnych pierścieniowych. Przy współpracy silników indukcyjnych
z układami przekształtnikowymi wymienione zagadnienia wymagają także rozpoznania w celu
oceny przydatności stosowania klinów magnetycznych oraz ich optymalnego doboru.
Zastępując w zamknięciu żłobków kliny niemagnetyczne magnetycznymi można wpłynąć na
zmiany przewodności żłobkowej, stan nasycenia zębów w strefie przyszczelinowej oraz
wartość współczynnika Cartera. Zmiany te wiążą się z uzyskaniem innych parametrów
elektromagnetycznych mających wpływ na własności statyczne silników. Stosowanie klinów
magnetycznych wpływa pozytywnie na parametry związane ze stanem ustalonym,
w szczególności znamionowego punktu pracy. Uściślenie analizy efektów, zarówno
pozytywnych jak i negatywnych, na etapie obliczeń elektromagnetycznych może wnieść
przydatne informacje do konstrukcji i technologii wykonania.
Korzystając z metody obwodowo-polowej, badania symulacyjne przeprowadzono
w odniesieniu do silnika indukcyjnego trójfazowego SZJC 196T EX 6 kV 320 kW.
W stojanie zamodelowano żłobki prostokątne zamknięte klinami magnetycznymi o względnej
przenikalności magnetycznej rk = 3 oraz rk = 5. Analizę nagrzewania się uzwojeń przy
różnych wartościach względnej przenikalności magnetycznej klina rk w stojanie,
przeprowadzono w całym zakresie prędkości: od rozruchu do stanu ustalonego.
Uzyskane rezultaty obliczeń nagrzewania się klatki wirnika odniesione do różnych wartości
względnej przenikalności magnetycznej klinów rk w stojanie przedstawiono w postaci
wykresów temperatury wzdłuż wysokości pręta w jego obszarze żłobkowym (A),
pozażłobkowym (B) i w pierścieniu zwierającym (C). Dla przykładu graficznie przedstawiono
przypadek, gdy temperatura pręta w żłobkowej części osiąga maksimum (rys. 1a-c) oraz po
zakończeniu rozruchu (rys. 2a-c).
173
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
b)  = 14 s
rk = 3
a)  = 9 s
rk = 1
A
A
B C
BC
30
30
81
c)  = 22 s
rk = 5
A
37
32
37
118
167
217
204
 C]
245
0
[ C]
 C]
0
0
B C
32
Rys. 1. Stan cieplny klatki wirnika w chwili , gdy występuje najwyższa temperatura pręta w żłobkowej jego
części w silniku z klinami w stojanie o względnej przenikalności magnetycznej rk
A
132
165
[ C]
0
b)  = 21,5 s
 = 15,6 s
rk = 1
a)
c)  = 30,5 s
rk = 5
rk = 3
A
BC
A
BC
33
36
33
36
B C
40
40
195
212
0
[ C]
160
182
0
 C]
Rys. 2. Stan cieplny klatki wirnika po zakończeniu rozruchu w czasie  silnika z klinami magnetycznymi o
względnej przenikalności magnetycznej rk w stojanie
Pręty klatki wirnika w silnikach z klinami magnetycznymi nagrzewają się bardziej
równomiernie w porównaniu z prętami w silnikach z klinami niemagnetycznymi. Największa
różnica temperatury pomiędzy górną i dolną warstwą pręta klatki wirnika w żłobkowej części,
w silniku z klinami niemagnetycznymi wynosi  = 141oC, w silniku z klinami
magnetycznymi o względnej przenikalności rk = 3:  = 131oC, a dla rk = 5:  = 123oC.
W silniku z klinami niemagnetycznymi najwyższą temperaturę pręt klatki wirnika w
żłobkowej części osiąga po 57% czasu rozruchu i wynosi ona  = 204oC, w silniku z klinami
magnetycznymi o względnej przenikalności rk = 3 najwyższą temperaturę pręta  = 217oC
uzyskano po 65% czasu rozruchu, a dla rk = 5:  = 245oC po 72% czasu rozruchu. Po
zakończeniu rozruchu w silniku z klinami niemagnetycznymi pręt klatki wirnika w żłobkowej
części osiągnął temperaturę  = 165oC, w silniku z klinami magnetycznymi jest ona wyższa i
wynosi  = 182oC dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej rk = 3 oraz  =
212oC dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej rk = 5.
174
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WIRELESS BODY SENSOR NETWORK
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS
Anna Pławiak-Mowna1, Andrzej Krawczyk2
1
University of Zielona Gora, Faculty of Electrical Engineering,
Computer Science and Telecommunications
2
Czestochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering
Introduction
The wireless sensor networks are formed by small electronic devices called nodes, whose function is
to obtain, convert, transmit and receive a specific signal, which is captured by specific sensors, chosen
depending on the sensing environment. A wireless sensor network consists of devices such as are
micro-controllers, sensors and transmitter/receiver which the integration of these form a network with
many other nodes (sensors) [1].
Wireless Body Area Network
One of the most interesting areas for the implementation of the Wireless Sensor Network is in the
medical field because there are different challenges which are associated with monitoring the human
body. The concept of biomedical signals, focuses on the acquisition of data common phenomena of
the human body. The human body responds to its environment. Thus in order to monitor all these
features the sensors on the body surface are strategically deployed on a patient, forming a cluster that
is called Wireless Body Area Network (WBAN). A WBAN contains a number of portable, miniaturized,
and autonomous sensor nodes that monitors the body function. It provides long term health monitoring
of patients under natural physiological states without constraining their normal activities.
Research on wireless healthcare/monitoring systems can be grouped into three categories: application
specific sensor system design, collection and processing data, and communication [2].
Wireless Body Area Network Applications
Wireless Sensor Network are being investigated for use in a variety of applications, such as:
1. military (battle field surveillance, enemy/friendly forces monitoring and tracking, biological
and chemical attack detection),
2. environmental applications (forest fire and flood detection, seismic activity, monitoring of
drinking water and level of air pollution),
3. health applications (monitoring of human physiological data), home applications (intrusion
detection, home automation),
4. commercial applications (inventory control, material fatigue, monitoring of product quality),
5. climate control in large buildings and habitat monitoring [3].
The application of WBAN in a medical environment may consist of wearable (on-body) and
implantable (in-body) sensor nodes that sense biological information from the human body and
transmit over a short distance wirelessly to a control device worn on the body or placed at an
accessible location (table 1).
175
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Table 1. The selected applications of the in-body and on-body sensor
Sensor Node
Application
Type
In-body
Applications
On-body Medical
Applications
On-body
Non-Medical
Applications
Pacemaker
ECG
Forgotten Things Monitor
Glucose Sensor
Endoscope Capsule
Assessing soldier fatigue and battle
readiness (report their activities to the
commander, i.e., running, firing, and
digging)
SpO2
Blood Pressure
Social Networking
Conclusion
Due to the development of wireless technologies, an uncontrolled electromagnetic influence on
medical devices used for telemetry can be found in the public and home environment. The signal
monitoring does not focus only on the medical area also find that developments in the search (for
example): (1) monitoring the environment, soil or water observation, (2) the maintenance of certain
physical conditions (temperature, pressure, etc.), (3) detection of fires, earthquakes or floods, (4) civil or
military assistance. As a conclusion, applications of Wireless Body Sensor Network will be reported.
The other problem associated with the use of WBSN is the potential impact of electromagnetic
radiation to human bodies.
References
[1]
[2]
[3]
[4]
C.A. Lozano, C.E. Tellez and O.J. Rodriguez (2011). Biosignal Monitoring Using Wireless Sensor
Networks, Biomedical Engineering, Trends in Electronics, Communications and Software, Anthony N.
Laskovski
(Ed.),
ISBN:
978-953-307-475-7,
InTech,
Available
from:
http://www.intechopen.com/books/biomedical-engineering-trends-in-electronics-communications-andsoftware/biosignal-monitoring-using-wireless-sensor-networks, accessed: May 2012
B. Chen and D. Pompili, "Transmission of Patient Vital Signs using Wireless Body Area Networks,"
Mobile Networks and Applications (Springer), vol. 16, no. 6, pp. 663-682, 2011
S. Ullah, P. Khan, N. Ullah, S. Saleem, H. Higgins, K.S. Kwak, A Review of Wireless Body Area
Networks for Medical Applications, International Journal of Communications, Network and System
Sciences, Vol. 2, No. 8, pp 797-803, 2009
http://www.ieee802.org/15/pub/TG6.html
176
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI
W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA
W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH
SILNIKA INDUKCYJNEGO
Andrzej Popenda
Politechnika Częstochowskiej, Wydział Elektryczny
Wstęp
W pracy zaproponowano prosty sposób uwzględnienia zjawiska naskórkowości w prętach
klatki wirnika poprzez uzmiennienie rezystancji i reaktancji rozproszenia uzwojenia wirnika
klatkowego, odnosząc zaproponowane modyfikacje modelu matematycznego do innego,
znanego z literatury sposobu uzmiennienia parametrów silnika oraz do najprostszego modelu
obwodowego o stałych parametrach. Dla wykazania poprawności zastosowanych rozwiązań
przeprowadzono eksperymentalną weryfikację otrzymanych wyników badań modelowosymulacyjnych z wykorzystaniem modelu matematycznego silnika indukcyjnego klatkowego
z zaproponowanymi modyfikacjami.
Analiza matematyczna
W wyniku przeprowadzonej analizy matematycznej (zamieszczonej w pełnej wersji referatu),
przy założeniu przypadku jednowymiarowego (pręt klatki bez skosu, przewodzący prąd w
kierunku osi wału wirnika – y), pole magnetyczne oddziałuje w kierunku osi z (w kierunku
rozwiniętego obwodu wirnika) i zależy tylko od współrzędnej x (w kierunku wysokości pręta)
z pomijalnym efektem brzegowym oraz przyjmując układ odniesienia związany z wirnikiem
(względem tego układu wirnik jest nieruchomy) określono głębokość  wnikania prądu do
pręta klatki, mierzoną od zewnętrznej części żłobka
2
1 107 




 2 r f
2
(1)
przy czym f = f2 częstotliwość prądu wirnika,  – rezystywność przewodnika.
Głębokość  wnikania prądu do pręta klatki określa czynną powierzchnię przekroju pręta, przez
którą przenika prąd dla danej częstotliwości f2, a więc rezystancja wirnika zależy od 
Rr  Rrn
Sp
br1
 Rrn
hr

 k r Rrn
(2)
gdzie: Rrn – rezystancja wirnika bez efektu naskórkowości sprowadzona na stronę stojana, Sp
– pole poprzecznego przekroju pręta, br1 – szerokość żłobka wirnika równa w przybliżeniu
szerokości pręta. Zmienna kr jest funkcją pierwiastka kwadratowego z częstotliwości
płynącego prądu, co można wyrazić następująco
177
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
kr 
f2
(3)
f 2 gr
gdzie f2gr – częstotliwość, przy której głębokość wnikania prądu jest równa wysokości pręta.
Uproszczoną zależność przedstawiającą zmienność indukcyjności rozproszenia
uzwojenia wirnika klatkowego określono przez analogię do (2)
Lr 
Lrn
kr
(4)
gdzie: Lrn – indukcyjność rozproszenia uzwojenia wirnika klatkowego bez efektu
naskórkowości sprowadzona na stronę stojana.
Powyższe modyfikacje, polegające na uzmiennieniu parametrów uzwojenia wirnika,
uwzględniono w obwodowym modelu matematycznym silnika indukcyjnego, zawierającym
równania napięciowe uzwojeń stojana i wirnika zapisane z wykorzystaniem wektorów
przestrzennych::
d
d
(5)
u s  Rs i s   s  ja s
u r  Rr i r   r  j(a  pbm ) r
dt
dt
gdzie: us, ur, s, r, is, ir – wektory napięć, strumieni skojarzonych i prądów, stojana i wirnika,
Rs, Rr – rezystancje uzwojeń stojana i wirnika, m – prędkość kątowa wirnika, pb – liczba par
biegunów. Równania (5) uzupełnia się zależnościami (6) oraz równaniem ruchu wirnika (7)
 s  Ls i s  Lm i s  i r  ,
 r  Lr i r  Lm i s  i r 
(6)
Jm
dm
 me  mm ,
dt

me  pb Im  *s  i s

(7)
gdzie: Ls, Lr, Lm – indukcyjności rozproszenia uzwojeń stojana i wirnika oraz indukcyjność
magnesowania, Jm – moment bezwładności wirnika, me – moment elektromagnetyczny
rozwijany przez silnik, mm – moment oporowy pochodzący od maszyny roboczej (obciążenie
zewnętrzne) i strat własnych (obciążenie wewnętrzne).
Porównanie wyników badań modelowo-symulacyjnych z wynikami badań eksperymentalnych
Pomiary podczas bezpośredniego rozruchu silnika wykonano z wykorzystaniem zespołu
elektromaszynowego, w skład którego, poza generatorem hamulcowym o dostosowanych
parametrach, wchodził silnik indukcyjny klatkowy. Silnik podłączono bezpośrednio do sieci
400 V i zarejestrowano przebiegi prądu i napięcia fazowego oraz mocy chwilowej obliczonej
dla jednej fazy silnika na podstawie zmierzonych przebiegów napięcia i prądu.
Porównanie przebiegów zmierzonych i symulowanych na modelach o stałych i zmiennych
parametrach silnika zaprezentowano na rysunkach w pełnej wersji referatu.
Podsumowanie
W wyniku przeprowadzonych badań stwierdzono, że w przypadku znanego z literatury
obwodowego modelu matematycznego silnika indukcyjnego ze stałymi parametrami
następuje wydłużenie procesu rozruchu w porównaniu z pomiarem i proponowanym
178
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
modelem silnika ze zmiennymi parametrami. Uwzględnienie zmiennych parametrów w
modelu matematycznym silnika indukcyjnego w porównaniu z modelem o stałych
parametrach skutkuje szybszym spadkiem amplitudy oscylacji zarówno symulowanego prądu
fazowego jak i symulowanej mocy chwilowej podobnie jak w przypadku prądu i mocy
uzyskanych w wyniku pomiaru.
ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE
W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH ALARMOWYCH
Tomasz Prauzner
Akademia im. Jana Długosza w Częstochowie, Instytut Edukacji Technicznej i Bezpieczeństwa
W artykule przedstawione zostały podstawowe problemy związane z wszelkimi zakłóceniami
o podłożu elektromagnetycznym zarówno tymi związanymi z polem bliskim i dalekim, które
w sposób istotny mają wpływ na parametry pracy podzespołów elektronicznych wchodzących
w zakres budowy układów alarmowych. Poddano analizie zjawiska rozprzestrzeniania się
zaburzeń elektromagnetycznych w otoczeniu systemów bezpieczeństwa, wywołujące
zamierzone jak i stochastyczne nieprawidłowości mające wpływ na stabilną pracę systemu.
Ze względu na niezwykle trudną do zidentyfikowania prawidłowość tego zjawiska oraz
złożoną analizę matematyczną, dysertacja oparta będzie na wybranych informacjach z zakresu
omawianej problematyki.
W urządzeniach alarmowych, najczęściej pojawiającymi się podzespołami układów
czujników są elementy oparte na indukcji elektromagnetycznej. Ze względu na różnorodne
rozwiązania technologiczne stosowane w projektach układów alarmowych, rozważania
dotyczące wpływu pola elektromagnetycznego na system elektroniczny, należałoby
uszczegółowić dane zjawisko oddziaływania na poszczególne składowe systemu. Każdy z
podzespołów w zależności od zastosowanej metody pracy, poddawany jest większym lub
mniejszym wpływom PEM (pole elektromagnetyczne). Niestety ze względu na określoną
objętość pracy, temat pracy ograniczony zostanie do informacji najistotniejszych z punktu
czytelnika. W dobie techniki związanej z rozwojem elektryczności, pola elektromagnetyczne
stały się nieodłącznym elementem środowiska życia człowieka. Od kilkudziesięciu lat
głównymi czynnikami występowania PEM stały się czynniki antropogeniczne. Należą do
nich linie energetyczne o częstotliwości 50- 60 Hz, stacje nadawcze radia, telewizji i radarów
(wyższe częstotliwości), trakcje kolejowe o napięciu stałym oraz wszelkie urządzenia
przemysłowe i domowe wykorzystujące energię elektryczną.
179
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 3 Przykład zastosowania systemu alarmowego.
Rys. 4 Kształt strefy detekcyjnej bariery mikrofalowej
Zjawisko przenikania i oddziaływania tych pól jest dokładnie opisane i znane. Jeżeli pola
elektryczne i magnetyczne zmieniają się w czasie, to następuje zjawisko wzajemnej indukcji
tych pól, a obszary wzajemnych indukcji przemieszczają się. Podstawowymi równaniami
opisującymi naturę promieniowania elektromagnetycznego są „cztery równania Maxwella”–
prawo Gaussa dla elektryczności, prawo Gaussa dla magnetyzmu, prawo Faradaya oraz prawo
Ampere’a rozszerzone przez Maxwella. Źródłem pola elektrycznego są ładunki elektryczne.
Każdy ładunek elektryczny wytwarza w przestrzeni pole elektryczne działające na inny
ładunek za pomocą siły Lorentza. Z równań Maxwella wynikają następujące prawidłowości zmienne pole magnetyczne wytwarza wirowe pole elektryczne (prawo Faradaya), oraz
zmienne w czasie pole elektryczne i przepływające ładunki elektryczne wytwarzają wirowe
pole magnetyczne (prawo Ampere’a). [2]
W naszym otoczeniu mamy mnóstwo źródeł pola elektromagnetycznego, o różnych
częstotliwościach. Nie ma jednego elementu reagującego na całe widmo, są natomiast
elementy reagujące na poszczególne części widma. Są to: 50Hz od sieci (większa jest
składowa magnetyczna, niż elektryczna), pole od wszelkich stacji radiowych i telewizyjnych
(częstotliwości od 200 kHz do 800 MHz), pole od telefonii komórkowej (900 i 1800 Mhz),
pole od kuchenek mikrofalowych (2,4 GHz), radary lotnicze i wojskowe, a wreszcie
promieniowanie Słońca, które niesie energię miliardy razy większą, niż te wszystkie
wymienione poprzednio, bo aż 1,3 kW na metr kwadratowy. (Rys.3)
Rys. 3 Przykładowe widma pola elektrycznego z
pasma częstotliwości 75 MHz – 3 GHz,
zarejestrowane na terenie miejskim.
Rys. 5 Przykładowe drogi przenikania PEM do budynku
Systemy alarmowe, obecnie niezwykle zaawansowane technologicznie, będące również
częścią składową systemów nadzoru nad bezpieczeństwem w tzw. inteligentnych budynkach,
powinny odznaczać się niezwykłą funkcjonalnością, ale i poprawnością pracy. Z jednej strony
wzrasta ilość urządzeń elektrycznych powszechnego użytku poprawiające komfort życia, z
drugiej strony powstaje większa ilość wszelkiego rodzaju zakłóceń, których nie można
pominąć. Treściwa analiza ich powstania jest celem pracy grupy naukowców z danego
180
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
zakresu wiedzy. Dzięki uzyskanym wnioskom, konstrukcje stają się coraz bardziej odporne
na zakłócenia elektromagnetyczne.
Literatura
[1] Czujki dualne, Strona firmy CTR Partner, http://www.ctr.pl, 2012.
[2] Paś J., Oddziaływanie zakłóceń elektromagnetycznych – składowej pola elektrycznego na transportowe
systemy bezpieczeństwa, Wyd. Logistyka 6/2011, www.czasopismologistyka.pl.
[3] Portal internetowy http://kompmania.pl, 2012.
[4] T.Prauzner, P.Ptak, Programy symulacyjne w inżynierii bezpieczeństwa, [w:] Journal of Technology and
Information Education nt.: Strategie technického vzdělávání v reflexi doby, Wyd. Palacký University in
Olomouc, Czechy 2011, s. 292-296.
[5] Szóstka J., Fale i anteny. Wydawnictwa Komunikacji i Łączności, Warszawa 2001, s. 419.
[6] Szulc W., Rosinski A., Paś J., Zakłócenia elektromagnetyczne w elektronicznych systemach alarmowych,
www.zabezpieczenia.com.pl, 2012.
SYSTEM ZARZĄDZANIA
W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ
Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii
Prowadzenie prac naukowych ma na celu uzyskanie mierzalnych i powtarzalnych wyników w
zakresie nowych technologii, na etapie ich zbierania i opracowywania a następnie wdrażania.
Wiarygodne dane, szczególnie w trudnej sytuacji ekonomicznej, w jakiej znalazła się polska
nauka, mają duże znaczenie dla rozwoju i współpracy pomiędzy instytutowymi laboratoriami
a środowiskiem przemysłowym, które może osiągnięcia tych laboratoriów wdrożyć oraz
gestorami środków finansowych przeznaczonych na naukę i badania. Analiza osiągnięć oraz
prac badawczych prowadzonych przez polskie instytuty naukowe w ostatnich latach
jednoznacznie wskazuje, że możliwość realizacji tych prac były związane z posiadaniem
wdrożonych systemów zarządzania, właściwych dla laboratoriów badawczych, czyli opartych
na międzynarodowej normie PN-EN ISO/IEC 17025; Wymagania dla laboratoriów
badawczych i wzorcujących. Laboratoria naukowe, które podjęły się wdrożenia do obecnie
obowiązujących w świecie standardów opartych na tej normie mogły uczestniczyć w
krajowych i międzynarodowych programach badań i uzyskiwać zlecenia na swoje usługi.
Wynikiem wdrożenia systemu zarządzania w krajowym ośrodku akredytującym jest zakres i
certyfikat akredytacji.
Wdrożenie systemu a akredytacja
Należy rozróżnić proces wdrażania systemu od posiadania akredytacji. Wdrożenie systemu
polega na podjęciu działań pozwalających na spełnienie wymagań zawartych w normie PNEN ISO/IEC 17025, natomiast akredytacja jest formalnym uznaniem kompetencji do
wykonywania określonych działań. W Polce jednostką upoważnioną do udzielania akredytacji
181
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
jest Polskie Centrum Akredytacji podległe Ministrowi Gospodarki. Certyfikat akredytacji jest
ważny 4 lata, a podczas jego trwania przeprowadzane są coroczne oceny w nadzorze,
potwierdzające stan wdrożenia systemu zarządzania.
Wymagania systemu akredytacji
Wymagania zawarte w normie PN-EN ISO/IEC 17025 odnoszą się do każdego laboratorium
niezależnie od jego wielkości, stosowanych metod i rodzaju wykonywanych usług,
a posiadanie akredytacji potwierdza posiadanie kompetencji technicznych do realizacji metod
uznanych za standardowe oraz nieznormalizowanych, przy czym posiadanie systemu
zarządzania zgodnego z normą ISO 9001: Systemy zarządzania jakością, Wymagania; nie jest
potwierdzeniem posiadania kompetencji technicznych do realizacji badań.
Wymagania te dotyczą dwóch zasadniczych obszarów: zarządzania laboratorium i jego
kompetencji technicznych.
Obszar zarządzania dotyczy: organizacji laboratorium; systemu jakości; nadzorowania
dokumentacji; przeglądu zamówień, ofert i umów; podzlecania badań; nabywania usług i
dostaw; obsługi klienta; skarg; nadzorowania prac nie spełniających wymagań; doskonalenia,
działań korygujących i zapobiegawczych; nadzorowania zapisów; auditów oraz przeglądów
zarządzania, spełnienie tych wymagań jest potwierdzeniem spełnienia wymagań systemu
zarządzania zgodnego z normą ISO 9001. Wszystkie te elementy powinny być jednoznacznie
zdefiniowane i znane kierownictwu i personelowi laboratorium.
Obszar kompetencji technicznych jest specyficzny dla laboratoriów badawczych i dotyczy:
personelu; warunków lokalowych i środowiskowych, metod badania oraz ich walidacji;
wyposażenia laboratorium; zapewnienia spójności pomiarowej; pobierania próbek;
postępowania z próbkami; zapewnienia jakości wyników badania; oraz przedstawiania
wyników. Szczególna uwaga została tutaj zwrócona na fakt posiadania kompetentnego
i wykwalifikowanego personelu, posługującego się sprawnym i z zapewnioną spójnością
pomiarową wyposażenia. Równocześnie duży nacisk kładziony jest na walidację stosowanych
metod i zapewnienie jakości wyników badań poprzez udział w krajowych
i międzynarodowych badaniach międzylaboratoryjnych.
Korzyści związane z akredytacją laboratoriów naukowych
Posiadanie akredytacji przez laboratorium instytucji zajmującej się nauką pozwala na
świadczenie usług (komercyjnych) w obszarach objętych ograniczeniami wynikającymi
z obowiązujących przepisów, wykonywanie badań związanych z certyfikacją wyrobów,
prowadzenie badań naukowych dla których wyniki i niezbędne dane są udokumentowane w
jednoznaczny sposób, pozwalając na ich powtarzalne odtworzenie i weryfikację w innych
ośrodkach naukowych oraz wiarygodną prezentację na potrzeby ośrodków przemysłowych
zajmujących się ich wdrożeniem.
Fakt posiadania akredytacji znalazł również swoje odbicie w zasadach oceny parametrycznej
jednostek naukowych, dając instytutom punkty za akredytację laboratoriów badawczych
182
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE
PODUKŁADÓW DO ANALIZY
STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH
WIELODROŻNYCH UKŁADÓW NAPĘDOWYCH
Andrzej Rusek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Wstęp
Układy napędowe z wielodrożną transmisją ruchu występujące między innymi
w samotokowych liniach transportowych oraz w liniach technologicznych przemysłu
chemicznego można w znacznej części rozdzielić na podukłady. Dla podukładów tych po
sformułowaniu modelu matematycznego umożliwiającego analizę stanów dynamicznych
można opracowywać modele symulacyjno-komputerowe dla których w oknach zadawania
parametrów można wprowadzać różne wielkości poszczególnych parametrów, co umożliwia
prowadzenie szerokiej analizy stanów dynamicznych. Prowadzenie analizy z wykorzystaniem
podukładów pozwala na formułowanie założeń projektowych i wytycznych przy
opracowywaniu projektów prototypowych układów napędowych z uwzględnieniem
warunków eksploatacyjnych.
Schematy kinematyczne układów napędowych
W artykule zostaną przeanalizowane następujące zespoły układów napędowych
umożliwiające konfiguracje złożonych układów zawierających elementy sprężyste i
przekładnie zębate. Zespoły układów napędowych przedstawiono odpowiednio na rys. 1, 2, 3.
J 2 2
1
J1 1
Jk2
c1 , b1
p1
Ms
Jk1
p2
2
Msp1
J 3 3
c2 , b2
Mo
Jk3
Msp2
3
Rys. 1. Schemat kinematyczny jednomasowego podukładu mechanicznego z dwoma wałami sprężystymi z
oddzielnymi przekładniami zębatymi o wspólnym kole napędowym
183
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
J1 1
1
Jk1
p
c lp , b lp
p1
dg
Mo
Jg
g
Jk2
t
ctl , btl
Rys. 2. Przykładowy schemat kinematyczny układu napędowego linii samotokowej z transmisją ruchu
zespołami łańcuchowymi oraz przekładnią zębatą o przełożeniu p1
t
ctl , btl
J 2 2
Jk2
c, b
1
p1
Jg
Jk1
dg
g
Msp.w
Mo
p
c lp , b lp
Rys. 3. Schemat kinematyczny układu napędowego z łańcuchową transmisją ruchu oraz elementem sprężystym
napędzanym przekładnią zębatą
Modele matematyczne
W punkcie tym zostaną przedstawione modele matematyczne do analizy stanów
dynamicznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo podukład z rys. 2
opisany jest układem równań różniczkowych (1).




J1'
d
1  0,25  1(l p ) d g2b lp  g   p  0,25  1(lt ) d g2btl  g  t 
dt
 0,25  1(l p ) d g2 c lp  g   p  0,25  1(lt ) d g2 ctl  g  t  0
J1'
 J1  J k1 

p12 J k 2

p12 J g

, l p  0,5d g

    ,
g
p

lt  0,5d g  g  t 
1, if x  0
(1)
1x   
0, if x  0
gdzie: J 1' - ogólny moment bezwładności tarczy 1 z przekładnią zębatą i kołem łańcuchowym
sprowadzony do wału tarczy, l p , lt - wydłużenia części łańcucha w kierunku zgodnym z
ruchem wału tarczy i przeciwnym do ruchu tarczy.
Modele symulacyjno-komputerowe
W punkcie tym zostaną przedstawione modele symulacyjno-komputerowe dla modeli
matematycznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo dla podukładu z
rys. 2 model symulacyjno-komputerowy przedstawiono na rys. 4.
184
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
1
Ms
Mo
1
s
1/J
1
w1
p*d
p
1
s
clt
d/4
2
Msp.t
Switch
blt
0
d
2
wt
d
3
wp
1
s
clp
d/4
3
Msp.p
Switch 1
blp
0
Rys. 4. Model symulacyjno-komputerowy podukładu kinematycznego z łańcuchową transmisją ruchu oraz
przekładnią zębatą z rys. 2 – podukład Subsystem Masa-lancuch
Dla modelu symulacyjno-komputerowego z rys. 4 oznaczenie podukładu oraz okno
zadawania parametrów przedstawiono na rys. 5.
Wnioski
W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące konfigurowania modeli symulacyjnokomputerowych złożonych układów napędowych z wielodrożną transmisją ruchu
zawierających wirujące masy połączone długimi elementami sprężystymi. Zostaną również
przedstawione w formie tabel zestawienia parametrów układów napędowych w zakresie
których można wprowadzać ich zmiany w celu prowadzenia analizy obliczeniowej stanów
dynamicznych dla różnych stanów pracy układów.
a)
Ms
w1
wt
Msp.t
wp
Msp.p
Subsystem
Masa _lancuch
b)
Rys. 5. Oznaczenie podukładu Subsystem Masa-łańcuch (a) z rys. 4 oraz okno zadawania parametrów (b)
185
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY
UKŁADU NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO
Z TRANSMISJĄ RUCHU PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI
Andrzej Rusek
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny
Wstęp
Układy napędowe samotoków transportowych z transmisją obrotu rolek za pomocą
przekładni łańcuchowych należą do rozwiązań projektowo-konstrukcyjnych często
spotykanych w przemysłowych liniach przemysłowych. Sformułowanie modelu symulacyjnokomputerowego pełnego układu napędowego zawierającego część mechaniczną oraz silnik w
układzie rozwiniętym tworzyłoby układ bardzo rozbudowany graficznie. Dla sformułowania
modelu symulacyjno-komputerowego układu napędowego zespołu samotokowego z
transmisją obrotu rolek przekładniami łańcuchowymi korzystnym rozwiązaniem jest
opracowanie wstępnego schematu ideowego do opracowania modelu symulacyjnokomputerowego złożonych układów napędowych. Na rys. 1 przedstawiono schemat ideowy
modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej
obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe
wykorzystując podukłady mechaniczne.
1
Silnik
1
Przekładnia
zębata
3
4
1
1
4
1
1
4
1
1
Transmisja
łańcuchowa
Rolki
Rys. 1. Schemat ideowy modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej
obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe
Model symulacyjno-komputerowy
W oparciu o schemat ideowy przedstawiony na rys. 1 na rys. 2 przedstawiono model
symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji transportowej linii
samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe.
Na rys. 2 podukłady mechaniczne przedstawiają odpowiednio następujące części wycinka
samotokowej linii transportowej obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu
poprzez przekładnie łańcuchowe przedstawionej schematycznie na rys. 1:
 podukład Motor Subsystem – asynchroniczny silnik indukcyjny specjalnego
wykonania w wersji samotokowej,
186
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
 podukład 1 Subsystem Masa-1sp-wal – wirnik silnika indukcyjnego oraz sprzęgło
łączące silnika z dwustopniową przekładnią łańcuchową,
 podukład 2 Subsystem Masa-1sp-wal – dwustopniowa przekładnia łańcuchowa
redukująca obroty silnika,
 podukład 1 Subsystem Masa_lancuch, podukład 1 Subsystem Masa-lancuch-w,
podukład 2 Subsystem Masa-lancuch-w, podukład 3 Subsystem Masa-lancuch-w –
transmisja ruchu obrotowego przenoszona z silnikowej przekładni łańcuchowej na
sekcję saomotokową trzech rolek poprzez wały transmisyjne z indywidualnymi
przekładniami łańcuchowymi poszczególnych rolek sekcji samotoku,
 podukład 5 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 6 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład
7 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 8 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 9
Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 10 Subsystem Masa-1sp-wal, – sekcja
samotokowa linii transportowej składająca się z trzech rolek.
Ms
w1
wt
Msp.t
wp
Msp.p
w2
Msp.w
1 Subsystem
Masa_lancuch _w
Ms
w1
Ms
w1
w2
Msp
w2
Msp
5 Subsystem
Masa-1sp_wal
6 Subsystem
Masa-1sp_wal
1/p
ws
Ms
Motor
Subsystem
Ms
w2
w1
Msp
Ms
1/p
1 Subsystem
Masa-1sp_wal
w2
w1
Msp
2 Subsystem
Masa -1sp_wal
Ms
wt
wp
Ms
w1
wt
Msp.t
wp
Msp.p
w1
Ms
w1
Ms
w1
w2
Msp
w2
Msp
Msp.t
Msp.p
Subsystem
Masa_lancuch
w2
Msp.w
2 Subsystem
Masa_lancuch _w
Ms
w1
wt
Msp.t
wp
Msp.p
w2
7 Subsystem
Masa-1sp_wal
8 Subsystem
Masa-1sp_wal
Ms
w1
Ms
w1
w2
Msp
w2
Msp
Msp.w
3 Subsystem
Masa_lancuch _w
9 Subsystem
Masa-1sp_wal
Rys. 2. Model symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji
samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe z rys. 1
10 Subsystem
Masa -1sp_wal
transportowej linii
Analiza obliczeniowa
Przykładową analizę obliczeniową przeprowadzono dla przypadku przy następujących
założeniach ogólnych:
 układ grupowego napędu elektrycznego trzech rolek samotoku transportowego
z transmisją zębatą ruchu na poszczególne rolki według schematu kinematycznego
z rys. 1 oraz uproszczonego obliczeniowego schematu kinematycznego,
 silnik układu napędowego Skg-132M-6B-S, 5,5 kW, 1000 obr/min,
 model matematyczny silnika asynchronicznego z uwzględnieniem zjawiska nasycenia,
 zasilanie silnika bezpośrednio z sieci 3x400V AC, 50 Hz.
Przykładowe przebiegi symulacyjne obliczeń stanów dynamicznych przedstawiono
odpowiednio na rys. 3 i 4.
187
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
1000
ns, obr/min
750
500
250
0
-50
0
50
100
150
200
250
Ms, Nm
Rys. 3. Zależność ns  f ( M s ) dla rozruchu bez obciążenia
5000
Msp.c2, Nm
4000
3000
2000
1000
0
-1000
0
0.5
1
1.5
2
t, s
Rys. 4. Przebieg czasowy momentu sprężystego na wale wyjściowym reduktora zębatego dla rozruchu bez
obciążenia
Wnioski
W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące zakresu prowadzenia analizy stanów
dynamicznych układu napędowego z transmisją ruchu obrotu rolek przekładniami
łańcuchowymi z uwzględnieniem długości elementu transportowanego oraz wpływu
położenia elementu transportowanego w stosunku do osi rolki na wielkość nacisków w
podporach rolki.
188
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA
W TRÓJWYMIAROWYM MODELU
POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK
Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska
Politechnika Łódzka, Instytut Systemów Inżynierii Elektrycznej
Wstęp
Połączenie metal-nadprzewodnik stanowi newralgiczny punkt obwodów zawierających
elementy nadprzewodnikowe Problem łączenia elektrycznego obwodu normalnego
z elementami nadprzewodnikowymi pojawia się zatem w większości aplikacji materiałów
nadprzewodnikowych, szczególnie w aplikacjach silnoprądowych. Połączenie o niskiej
jakości (przede wszystkim o dużej rezystancji) może w znacznym stopniu ograniczyć
dopuszczalną wartość prądu transportu w takim obwodzie, pomimo zastosowania materiałów
nadprzewodnikowych charakteryzujących dużą wartością prądu krytycznego. Ciepło
generowane w połączeniu oraz w samej elektrodzie może spowodować lokalny wzrost
temperatury nadprzewodnika, powodując początkowo zwiększenie prawdopodobieństwa
pełzania strumienia magnetycznego, a przy znacznym wzroście nawet przekroczenie
temperatury krytycznej i tym samym cieplną utratę nadprzewodnictwa. Opisany proces może
rozprzestrzenić się w nadprzewodniku i spowodować termiczne zniszczenie materiału [1-2].
Najczęściej używaną postacią materiałów nadprzewodnikowych w aplikacjach
silnoprądowych są druty i taśmy nadprzewodnikowe, w których materiał nadprzewodnikowy
wypełnia tylko część przekroju, a zatem stanowi rdzeń, zaś rolę matrycy pełni metal
o dobrych właściwościach elektrycznych, zapewniając stabilizację mechaniczną, elektryczną
i cieplną. Powszechnie stosowane taśmy nadprzewodnikowe BSCCO wytwarzane są
najczęściej w postaci wielordzeniowej (multifilamentowej) taśmy srebrnej. W przypadku
takich materiałów pojawienie się stanu rezystywnego nadprzewodnika wynika przede
wszystkim z procesów związanych z ruchem strumienia magnetycznego, jednakże w
specyficznej konfiguracji układu elektroda-nadprzewodnik procesy cieplne mogą stać się
dominujące [1-2].
Celem prezentowanej pracy było potwierdzenie, poprzez badania symulacyjne, możliwości
zaistnienia cieplnego mechanizmu utraty nadprzewodnictwa w taśmie srebrnej z rdzeniem
BSCCO, inicjowanego w obszarze połączenia, przy całkowitym pominięciu założeń
dotyczących ruchu strumienia magnetycznego w nadprzewodniku oraz przy uwzględnieniu
pełnego modelu odbierania ciepła przez wrzącą ciecz (ciekły azot LN2). W artykule
przedstawiono założenia i wyniki symulacji uzyskane dla trójwymiarowego modelu
połączenia drut-taśma nadprzewodnikowa, w którym celowo przyjęto specyficzną geometrię
połączenia z dużą dysproporcją zdolności transportowych elementów łączonych (rys.1). Jako
metodę łączenia metalowej elektrody z taśmą przyjęto najczęściej stosowane w takich
rozwiązaniach lutowanie miękkie. Przyjęto również, że pole powierzchni przekroju
poprzecznego drutu jest zdecydowanie mniejsze od pola powierzchni przekroju poprzecznego
taśmy. Taka dysproporcja umożliwia obserwację i analizę procesu utraty stabilności cieplnej
układu, inicjowanej w obszarze połączenia obwodu normalnego z taśmą nadprzewodnikową.
189
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 1. Geometria układu drut-taśma (rysunek poglądowy).
Założenia modelu
Prezentowany model jest trójwymiarowym, nieliniowym modelem sprzężonym. Do opisu
przejścia do stanu normalnego (restryktywnego) stosuje się zasadniczo dwa rodzaje modeli:
model niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności i model nietermiczny. W modelu
niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności główną przyczyną wyjścia ze stanu
nadprzewodnictwa jest ruch strumienia magnetycznego - płynięcie strumienia (ang. flux flow)
w objętości nadprzewodnika i związane z tym straty, których wskaźnikiem ilościowym jest
rezystywność (ang. flux flow resistivity). Wzrost temperatury potęguje efekt płynięcia
strumienia magnetycznego, co na zasadzie dodatniego sprzężenia zwrotnego prowadzi do
niestabilności termicznej i przejścia nadprzewodnika do stanu normalnego. W modelu
nietermicznym wyjście ze stanu nadprzewodnictwa ma silnie dynamiczny charakter i
występuje poniżej temperatury krytycznej. Przyczyną jest tutaj najczęściej niestabilność sieci
wirów przy dużych gęstościach prądu.
W typowym modelu niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności głównymi czynnikami
inicjującymi proces są lokalne fluktuacje temperatury oraz pola magnetycznego. W
założeniach analizowanego modelu przyjęto dominujący charakter zjawisk cieplnych
związanych z transportem prądu elektrycznego przez rezystywną elektrodę drutową. Przy
takim założeniu obszar połączenia i elektrody może stać się głównym źródłem
objętościowym ciepła inicjującym proces propagacji strefy rezystywnej na całą objętość
taśmy nadprzewodnikowej. Do opisu modelu zastosowano równania stałoprądowego
przewodnictwa elektrycznego (1) i transportu ciepła (2) [1-3]:
1

    V   0


(1)
gdzie: ρ – rezystywność, V – potencjał elektryczny;
gC
T
   (T )  Q
t
(2)
gdzie: g – gęstość materiału; C – pojemność cieplna; T - temperatura, λ – przewodność
cieplna, Q – objętościowa gęstość mocy źródeł ciepła.
Zależność rezystywności nadprzewodnika od temperatury ρS(T) opisano ciągłą funkcją (3),
umożliwiającą modelowanie zjawisk cieplnych w nadprzewodniku w szerokim zakresie
temperatur, uwzględniającym również temperatury powyżej temperatury krytycznej [1-3].
Jest to istotne, ponieważ umożliwia analizę zjawisk cieplnych i elektrycznych po utracie
stabilności cieplnej, czyli w stanie normalnym układu”
S  SN 1   S T  TC 1  b  tanhaT  TC  / 2
190
(3)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
gdzie: ρSN – rezystywność nadprzewodnika w stanie normalnym (dla temperatur wyższych od
temperatury krytycznej TC), αS – temperaturowy współczynnik rezystancji dla
nadprzewodnika w stanie normalnym, a oraz b – współczynniki korekcyjne.
W modelu przyjęto konwekcyjną wymianę ciepła z otoczeniem (ciekłym azotem). Warunki
brzegowe zdefiniowano zgodnie z prawem Newtona (4):
q  h(T  Ts )
(4)
gdzie: q – gęstość strumienia ciepła, h – współczynnik przejmowania ciepła, Ts – temperatura
czynnika chłodzącego.
Chłodzenie cieczą wrzącą jest najefektywniejszą metodą chłodzenia, jednak wartość
współczynnika przejmowania ciepła jest silnie zależna od temperatury i może zmienia się w
przypadku cieczy w zakresie 500÷10000 W/(m2K). W tych warunkach przyjęcie stałej
wartości współczynnika wprowadza dodatkowy błąd. Cechą szczególną prezentowanego
modelu, różniącą go wśród wcześniejszych modeli, jest uwzględnienie empirycznej
zależności współczynnika h od temperatury, uzyskanej na podstawie zależności strumienia
ciepła od temperatury (rys. 2) [3-6]. Wszystkie obliczenia zostały wykonane w pakiecie
symulacyjnym COMSOL Multiphysics [7].
Rys. 2. Zależność strumienia ciepła q od temperatury dla ciekłego azotu [4].
Wyniki i podsumowanie
Na rysunkach 3 przedstawiono typowy rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla
taśmy w stanie nadprzewodnictwa (a) (I < ITC) (ITC – graniczny prąd utraty stabilności
cieplnej) oraz po utracie stabilności cieplnej (b) (I > ITC). Widoczna na rysunku 3a
koncentracja linii prądowych w środku taśmy dowodzi, że prąd płynie jedynie rdzeniem
nadprzewodnikowym. Na rysunku 3b linie prądowe przenoszą się do metalowej matrycy, tym
samym rezystywność nadprzewodnika staje się większa od rezystywności matrycy.
Otrzymane rezultaty potwierdzają możliwość cieplnej utraty nadprzewodnictwa dla układu
elektroda – taśma nadprzewodnikowa, jednakże uzyskane wartości prądu utraty stabilności
cieplnej dla zaprezentowanej konfiguracji osiągają wartości rzędu 300A. Jest to wynik
znacznie przewyższający prąd krytyczny typowych taśm nadprzewodnikowych BSCCO,
którego wartość zwykle nie przekracza 100 – 200 A. Użycie prezentowanego modelu,
191
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
pomijającego zjawiska magnetyczne w nadprzewodniku, może być zatem uzasadnione dla
taśm charakteryzujących się wartościami prądu krytycznego, przekraczającymi 300 – 400 A.
a)
b)
Rys. 3. Rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla: a) I=280A (przed utratą stabilności cieplnej);
b) I=341A (po utracie stabilności)
Literatura
[1] Rymaszewski, J., Lebioda, M., Korzeniewska, E.: Propagation of normal zone in superconducting tapes
due to heating in near-electrode area. Materials Science and Engineering B: Solid-State Materials for
Advanced Technology, vol.176 (4), 2011, pp. 334-339.
[2] Rymaszewski, J.: Zastosowanie programu FEMLAB w badaniach zjawisk kontaktowych w
nadprzewodnikach wysokotemperaturowych, Przegląd Elektrotechniczny, 09/2003, s. 634-638.
[3] Marcin Lebioda, Jacek Rymaszewski: Implementacja modeli nadprzewodników w środowisku Comsol,
Electrical Engineering, Poznan University of Technology Academic Journals, Issue 71, Poznań 2012, str.
33-40, ISSN 1897-0737
[4] Frost, W.: Heat transfer at low temperatures. Plenum Press, New York, 1975.
[5] Roy, F., Dutoit, B., Grilli, F., Sirois, F.: Magneto-thermal modeling of second-generation HTS for resistive
fault current limiter design purposes. IEEE Transactions on Applied Superconductivity 18 (1), art. no.
4454348, 2008, pp. 29-35.
[6] Rettelbach, T., Schmitz, G.J.: 3D simulation of temperature, electric field and current density evolution in
superconducting components. Superconductor Science and Technology 16 (5), 2003, pp. 645-653
[7] COMSOL Multiphysics, http://www.comsol.com/
MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE
MASZYNY
SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI
Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO
Ihor Shchur1, Andrzej Rusek2, Oleksandr Makarchuk1
1
Politechnika Lwowska, 2Politechnika Częstochowska
W artykule przedstawiono model matematyczny maszyny synchronicznej z magnesami
trwałymi (PMSM) w prostokątnym układzie współrzędnych d-q związanym z wirnikiem dla
położenia wektora strumienia magnesów trwałych w osi d. W analizie przyjęto sterowanie
192
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
wektorowe dla konstrukcji silnika z powierzchniowo montowanymi magnesami trwałymi dla
warunku zerowej wartości prądu w osi d. W analizie uwzględniono nasycenie magnetyczne
określając indukcyjność dynamiczną. W oparciu o układ równań różniczkowych równowagi
elektrycznej wyznaczono moment elektromagnetyczny. Przedstawiono metodykę
prowadzenia analizy a otrzymane wyniki zweryfikowano dla silnika PMSM o danych P = 4
kW, U = 400 V, n = 1500 obr/min.
Wstęp
W obecnie projektowanych układach napędowych stosowane są często maszyny
synchroniczne z magnesami trwałymi z wirnikami wykonanymi z powierzchniowo
montowanymi magnesami trwałymi (SPMSM) oraz z magnesami trwałymi wbudowanymi w
konstrukcję wirnika (IPMSM). W silnikach tych zachodzi konieczność prowadzenia analizy z
uwzględnieniem nasycenia, oddzielnie w osi d i w osi q. Zależność pomiędzy strumieniem
skojarzonym oraz prądami jest różna dla osi d i osi q z uwagi na specyficzną konstrukcję
wirnika silnika. Analiza układów napędowych w zakresie stanów dynamicznych wymaga
sformułowania modelu matematycznego maszyny synchronicznej z magnesami trwałymi,
który w raz z modelem matematycznym układu mechanicznego transmisji ruchu oraz
modelem obciążenia pozwala na wykonanie obliczeń symulacyjnych stanów dynamicznych.
Model matematyczny silnika PMSM
W prostokątnym układzie współrzędnym d-q związanym z wirnikiem silnika dla położenia
wektora strumienia magnesów trwałych w osi d model matematyczny silnika PMSM
przedstawia układ równań (1):
d
 d  Ld id   m
ud  Rsid   d   q ,
dt
d
(1)
 q  Lq iq
uq  Rsiq   q   d ,
dt
gdzie: u, i, ψ – napięcie, prąd oraz strumienie skojarzone; Rs – rezystancja uzwojenia
fazowego stojana;   pbr – pulsacja SEM; pb – liczba par biegunów;  r – prędkość
obrotowa PMSM,  m – strumienie skojarzone od magnesów trwałych.
Zakładając brak wpływu nasycenia magnetycznego w osi d dla analizy w osi q pochodna
zależności strumienia skojarzonego od prądu w tej osi określona jest zależnością (2):
d q iq  d iq 
d
d
 q iq  

 Lq iq  iq ,
dt
d iq
dt
dt
(2)

gdzie: Lq iq  – indukcyjność dynamiczna.
Uwzględniając zależności (1) i (2) równania równowagi elektrycznej w osi d i w osi q określa
zależność (3):
u d  R s i d  Ld
 
d
id   q i q ,
dt

d
u q  R s i q  Lq i q
i q  Ld i d   m
dt
 
(3)
Dla przykładowego układu napędowego z całkowitym momentem bezwładności
sprowadzonym do wału silnika model matematyczny części transmisji ruchu przedstawia
układ równań (4):
193
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
d
 r  b r  M e  M o ,
dt
3
3
M e  p b  d i q   q i d  p b  m i q  Ld i q   q i q i d
2
2
J




  
(4)
gdzie: J – całkowity moment bezwładności układu napędowego sprowadzony do wału silnika,
b – współczynnik tłumienia, M o – moment obciążenia, M e – moment elektromagnetyczny.
Analiza obliczeniowa
W celu przeprowadzenia analizy obliczeniowej przyjęto następującą metodykę:
 dla zerowych prądów stojana oblicza się składowe wektora strumienia skojarzonego
т
stojana ψ m abc    m a    mb    m c   w zależności od kąta położenia wirnika


 . Dla jednej ze składowych ψ m a   wyznaczane są harmoniczne przestrzenne
nieparzyste, które wykorzystuje się przy modelowaniu SEM maszyny w układzie abc.
 dla kolejnych amplitud prądu wirnika obliczane są składowe wektorów strumienia
skojarzonego stojana ψ abc j i abc j  ,  w zależności od kąta położenia wirnika  .
Wartości składowych wektorów prądu wirnika w pierwszym przybliżeniu można
przedstawić jako różnicę pomiędzy wartościami odpowiednich składowych wektorów
strumienia skojarzonego stojana i wektora strumienia skojarzonego od magnesów
trwałych ψ abc j i abc j  ,   ψ abc j i abc j  ,   ψ m abc  Otrzymane wektory oraz






odpowiednie wektory i abc j   transformowane się do układu współrzędnych d-q


według zależności ψ dq j i dq j    d j id j   q j iq j  .
т


 z wektorów strumieni dla najmniejszej wartości prądu ψ abc1 i abc1  ,  i ψ dq 1 i dq 1 
określane są indukcyjności rozproszenia L , magnesowania w osi d, Ld oraz wartość
początkowa bez uwzględnienia nasycenia w osi q, Lq pocz .
 otrzymana zależność  q j iq j  aproksymowana jest funkcją  q  a1 arctana2iq   a3iq ,
gdzie a1 , a2 , a3 – współczynniki aproksymacji, a indukcyjność dynamiczną określa
zależność

a a
Lq iq   1 22 2  a3
(5)
1  a2 iq
Weryfikacja pomiarowa
Otrzymane wyniki obliczeniowe zweryfikowane wykonując pomiary na stanowisku
laboratoryjnym układu napędowego z silnikiem synchronicznym z magnesami trwałymi
PMSM o danych znamionowych P = 4 kW, U = 400 V, n = 1500 obr/min.
194
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ
Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU DO OKREŚLANIA
TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO
Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa
Wstęp
Zadaniem ubiorów ochronnych jest zmniejszenie poziomów pola elektromagnetycznego, na
jakie narażony jest pracownik, do wartości dopuszczalnych. Stosuje się je wszędzie tam,
gdzie zachodzi konieczność przebywania pracownika w obszarze strefy niebezpiecznej. W
niektórych wypadkach odzież taką stosuje się również w obszarze strefy zagrożenia, jeżeli
czas pracy w obszarze strefy jest dłuższy od dopuszczalnego, określonego z przepisów [1].
Spełnienie powyższych wymagań wiąże się z zapewnieniem przez ubiór ochronny określonej
wartości tłumienia pola elektromagnetycznego, a minimalna wartość tłumienia nie powinna
być gorsza jak 10–15 dB [4, 5]. W celu potwierdzenia właściwości ochronnych wykonuje się
pomiary tłumenności gotowego kombinezonu, które można wykonywać np. wg. standardu
[6]. Stosowane procedury wymagają, by wewnątrz ubioru ochronnego umieścić fantom w
kształcie przodu ciała człowieka wypełniony cieczą pozorującą tkankę mięśniową. Wewnątrz
fantomu wykonuje się co określony krok przestrzeni pomiary pola elektrycznego lub SAR, a
następnie porównuje z analogicznymi pomiarami w układzie bez kombinezonu.
Rys. 1. Kombinezony ochronne do pracy w polu elektromagnetycznym (od prawej kombinezon ESO3 [2],
kombinezon wykorzystywany w Deutsche Telekom [3], kombinezon zaprojektowany przez CIOP [fot. WIHiE])
W metodzie punktu środkowego przestrzeni natomiast model ciała składa się z
nieprzewodzącego rusztowania, np. suchego drewna. Wnętrze modelu wypełnione jest
195
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
zamkniętym ze wszystkich stron, zapewniającym straty medium, z pustą przestrzenią w osi
ciała do zamontowania sondy pomiarowej. Medium zapewniające straty składa się z
nasyconego grafitem tworzywa piankowego, które podlega rezonansowi w modelu ciała w
zakresie częstotliwości stosowania ubioru ochronnego. Sondy pola elektrycznego, czasem i
magnetycznego, umieszcza się w osi ciała na wysokości głowy oraz w punkcie środkowym
modelu. Pomiar natężenia pola elektromagnetycznego wykonuje się w układzie z
kombinezonem oraz bez kombinezonu obracając fantom wzdłuż jego osi, tak by ocenić cechy
ubioru przy różnych kierunkach padającej fali. Porównanie zmierzonych wartości prowadzi
do wyznaczenia tłumienia ubioru ochronnego. Budowę takiego fantomu i sposób pomiaru
ilustruje rysunek 2.
Rys. 2
Budowa fantomu i badanie kombinezonu metodą punktu środkowego przestrzeni [7]
Praktyka pokazuje, że niezależnie od jakości użytych materiałów, duży wpływ na tłumienie
pola elektromagnetycznego mają wszelkiego rodzaju połączenia, takie jak szwy i zapięcia.
Dlatego pełniejszą informację o właściwościach ochronnych ubioru daje metoda z
wykorzystaniem fantomu wypełnionego płynem. Jest to jednak metoda bardzo pracochłonna i
uciążliwa do stosowania. Spełnienie wymagań normy [6] wiąże się z przygotowywaniem
mieszaniny płynu fantomowego, którą stosuje się jedynie w wąskim paśmie częstotliwości i
wymaga potwierdzenia pomiarami swoich właściwości elektrycznych, płyn z uwagi na jego
składniki często nie nadaje się po kilku dnach do ponownego wykorzystania, wymagane
uziemienie układu w górnym zakresie częstotliwości stosowania normy jest również
kłopotliwe. Wad tych pozbawiona jest druga metoda – metoda punktu środkowego
przestrzeni. Podstawowe zalety tej metody to prostota wykonania pomiarów oraz możliwość
wielokrotnego wykorzystywania fantomu. Niestety nie daje ona pełnej informacji o
właściwościach ubioru ochronnego, gdyż w skrajnym przypadku informacja o tłumieniu
zbierana jest jedynie z dwóch punktów wewnątrz kombinezonu. Dodatkową trudność stwarza
dobór medium zapewniającego straty, które składa się z nasyconego grafitem tworzywa
piankowego. Pożądana jest również taka modyfikacja budowy fantomu, by informacje o
tłumieniu pola elektromagnetycznego można było zbierać z większej ilości punktów
wewnątrz ubioru ochronnego.
Metoda
Niniejsza praca poświęcona jest analizie stosowalności medium o różnych parametrach
elektrycznych w konstruowaniu fantomów wykorzystywanych w metodzie punktu
środkowego przestrzeni. W analizie wykorzystano algorytm FDTD. Dobór parametrów
196
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
elektrycznych oparto na danych materiałowych typowych materiałów barierowych. Obliczano
i analizowano rozkład pola elektrycznego wewnątrz fantomu zamodelowanego według [6]
zamkniętego wewnątrz ubioru ochronnego wykonanego z materiału z dodatkiem nici
przewodzących o zadanym rozmiarze oczek oraz przewodności.
Wyniki wstępnych obliczeń ilustruje rysunek 3. Przedstawia on rozkład pola elektrycznego
wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką (takiego, jaki w [6] służy do
modelowania tułowia). Fantom ten umieszczono w modelu kombinezonu, którego jedna
ścianka odpowiadała materiałowi z dodatkiem nici przewodzących, pozostałe zaś wykonano z
idealnego przewodnika. Na układ kierowano falę płaską od strony materiału z dodatkiem nici
przewodzących. W kolejnych krokach symulacji zmieniano przewodność elektryczną
fantomu, co odpowiada zmianom zawartości grafitu w tworzywie piankowym. Sąsiadujące
rozkłady pola elektrycznego na rysunku 3 dotyczą fantomów różniących się przenikalnością o
rząd wielkości. Przewodność fantomów rośnie od lewej do prawej.
Rys. 3. Rozkład pola elektrycznego wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką
otoczonego modelem kombinezonu
Wnioski
Obserwacja rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz fantomu zamkniętego w
kombinezonie ochronnym prowadzi do optymalizacji kształtu i prawidłowego doboru jego
właściwości elektrycznych, co pozwala uniknąć fałszywych wyników pomiarów związanych
np. z gorącymi punktami powstającymi w źle dobranym do częstotliwości fantomie.
Jednocześnie otwiera drogę w kierunku stosowalności metody punktu środkowego przestrzeni
w zakresy częstotliwości dotychczas nie brane pod uwagę w analizowanym standardzie [6].
Literatura
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 29 listopada 2002 r. w sprawie najwyższych
dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia w środowisku pracy
Materiały reklamowe PHU ESO
www.next-up.org
Odzież
chroniąca
przed
oddziaływaniem
pól
elektromagnetycznych,
materiały
CIOP,
http://www.ciop.pl/1475.html
Decyzja Ministra Obrony Narodowej Nr 98/MON z dnia 31 marca 2006 r. w sprawie przestrzegania w
resorcie obrony narodowej zasad bezpieczeństwa i higieny pracy przy stosowaniu urządzeń
wytwarzających promieniowanie elektromagnetyczne
DIN 32780-100 Protective clothing - Part 100: Protection against electromagnetic fields in the frequency
range from 80 MHz To 1 GHz - Requirements and test methods
Koch M., Personal safety in high frequency electromagnetic fields. Protective clothing, standards and
measurement procedures, materiały konferencyjne EMC York 2004 International Conference and
Exhibition
197
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ
PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY
NIETERMICZNEJ PLAZMY
Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska
Reaktor plazmowy typu GlidArc jest urządzeniem wytwarzającym nierównowagową plazmę
niskotemperaturową. Do jej wytworzenia wykorzystywane jest quasi-łukowe wyładowanie
elektryczne (łukowe). Generowane w układzie trójfazowym wyładowanie stanowi dla układu
zasilania nieliniowe i niesymetryczne obciążenie [5,6]. Jednocześnie dynamicznie
zmieniające się zjawiska przejściowe i zwarciowe wyładowania wytwarzającego plazmę są
źródłem silnych zaburzeń elektromagnetycznych.
Zaburzenia, zgodnie z teorią jak i przeprowadzonymi badaniami własnymi [2,3,4], propagują
zarówno w postaci pola elektromagnetycznego rozłożonego przestrzennie wokół komory
wyładowczej jak i oddziaływają w sposób przewodzony poprzez tor zasilania na lokalny
system energetyczny. Występujące niezaekranowane wyładowanie wysokiego napięcia w
lokalnej przestrzeni oddziałuje na pracujące w otoczeniu inne urządzenia. Sytuacja ta
wymusza wzrost zainteresowania problematyką harmonijnej pracy reaktora w środowisku
innych urządzeń i systemów elektro-energetycznych [1].
W celu zweryfikowania jakości reaktora jako obiektu elektrycznego, konieczne jest
przeprowadzanie testów zgodnych z regulacjami w zakresie kompatybilności
elektromagnetycznej. Analizie należy poddać zaburzenia promieniowane i przewodzone.
Pełna analiza emisji promieniowanej reaktora wymaga zbadania przestrzeni wokół
plazmotronu pod względem składowej H i E w zakresie częstotliwości roboczych i określenia
wartości pola elektromagnetycznego w wyższych częstotliwościach [2,3,4]. Artykuł dotyczy
metod i wyników pomiarów zaburzeń przewodzonych zmierzonych w torze zasilania reaktora
plazmowego. Analizę zaburzeń przeprowadzono w zakresie 9kHz-30MHz, dodatkowo w
zakresie 30-300MHz wykonano pomiary mocy zaburzeń.
Laboratoryjne reaktory plazmowe badane w instytucie są urządzeniami wieloelektrodowymi
zasilanymi z sieci trójfazowej. Do analizy wybrany został reaktor o konstrukcji złożonej z
trzech elektrod roboczych i dwóch zapłonowych. Trzy stalowe, płaskie elektrody robocze
rozmieszczone są symetrycznie co 120 stopni wewnątrz rurowej szklanej komory
wyładowczej. Centralnie, na wysokości podstawy elektrod roboczych umieszczone są dwie
cienkie elektrody zapłonowe. Ich zadaniem jest wstępna jonizacja przestrzeni
międzyelektrodowej i inicjowanie właściwego wyładowania między elektrodami roboczymi.
Cykl pracy reaktora plazmowego odbywa się przy napięciach rzędu 1-2 kV. Do zasilania
plazmotronu typu GlidArc stosuje się specjalne i zintegrowane układy zasilania [5,6].
198
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
L1
L2
L3
N
autotransformator
N
Tor zasilania
elektrod
roboczych
Reaktor
plazmowy
Układ podawania i regulacji gazów
plazmotwórczych
Układ
regulacji
gazów
Azot
Argon
Tor zasilania
elektrod
zapłonowych
Powietrze
L1
ZASILANIE
Rys. 1. Schemat blokowy instalacji reaktora plazmowego oraz widok komory wyładowczej
Układ zasilania reaktora plazmowego, tor roboczy i zapłonowy, wraz z elementami
sterowania i kontroli stanowi przykład instalacji stacjonarnej, którą należy poddać badaniom
związanym z kompatybilnością elektromagnetyczną według obowiązujących regulacji i mając
na względzie zapewnienie jej poprawnego funkcjonowania na europejskim rynku.
Wymagania dla instalacji stacjonarnych nie obejmują oznakowania CE i konieczności
sporządzania deklaracji zgodności UE; instalacje takie muszą jednak spełniać wymagania w
zakresie ochrony [1]. Zastosowanie norm zharmonizowanych jest tu najłatwiejszym
sposobem wykazania zgodności z wymaganiami dyrektywy EMC. W zakresie częstotliwości
do 30 MHz, przewody są podstawowym torem propagacji zaburzeń do lokalnego środowiska.
Do badań emisji instalacji reaktora możliwe jest wykorzystanie układu pomiarowego z siecią
sztuczną, z sondą napięciową lub z sondą prądową. W zakresie wyższych częstotliwości (do
300MHz) określenie zaburzeń uzyskuje się poprzez pomiar mocy promieniowanej, a jako
dodatkowe urządzenie pomocnicze stosowane są cęgi absorpcyjne. Każde z tych urządzeń
pomocniczych cechuje się specjalną funkcją przejścia, która, pod postacią współczynników
wprowadzonych do programu sterującego odbiornikiem, wiąże mierzoną wartość na wejściu
miernika zakłóceń z odpowiednim poziomem zaburzenia. Na poniższych wykresach
zaprezentowano, wybrane wartości pomiarowe zmierzone przy użyciu odbiornika ESCI3.
a)
b)
Rys.2. Zaburzenia w torze elektrod roboczych, faza L1, prąd roboczy 20A (a), oraz moc promieniowanych
zaburzeń w torze zasilania reaktora plazmowego, faza L3, prąd roboczy 15A (b)
Ze względów ekonomiczno-prawnych konieczna jest analiza kompatybilności
elektromagnetycznej reaktorów plazmowych. Procedury uzyskiwania zgodności instalacji
reaktorów plazmowych z wymaganiami EMC są trudne i wymagają odpowiedniego zaplecza
pomiarowego. Przykładowo, limity napięcia zaburzeń dla detektora AV, dla urządzeń
pracujących w środowisku przemysłowym w zakresie częstotliwości od 0,15 do 0,5 MHz
wynoszą 66 dBμV/m, a w zakresie od 0,5 do 30 MHz wynoszą 60 dBμV/m. Uzyskane wyniki
199
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
pomiarowe wykazują znaczne przekroczenia dopuszczalnych poziomów, co przekłada się na
konieczność prowadzenia dalszych badań nad reaktorami i ograniczania ich emisji.
Literatura
[1] Dyrektywa unijna 2004/108/EC oraz przewodnik do dyrektywy
[2] Mazurek P.A., Raport grantu badawczego NN510349936, Instytut Podstaw Elektrotechniki i
Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska 2010.
[3] Mazurek P.A., Wprowadzenie do badań zaburzeń przewodzonych w instalacji reaktora plazmowego,
Elektro.info, ISSN 1642-8722, 12/2010, str. 32-34.
[4] Mazurek P.A., Zaburzenia promieniowane reaktora plazmowego typu GlidArc, Przegląd Elektrotechniczny
(Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 87 NR 12b/2011, str. 121-124.
[5] Stryczewska H. D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo
Politechniki Lubelskiej, Lublin 2009.
[6] Stryczewska H. D., Janowski T., Komarzyniec G.: Gliding arc discharge in the triple-electrode system,
Chemia plazmy 2002, VII Ogólnopolskie Sympozjum, 2002, s. 29.
DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR
WITH DUAL STATOR WINDINGS AND ANISOTROPIC
ROTOR WITH FLUX BARRIERS
Bojan Štumberger1,2 , Dalibor Igrec3, Amor Chowdhury3, Miralem Hadžiselimović1,2
1
2
University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,
University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia
3
Margento R&D d.o.o., Slovenia
Introduction
In wind-power generation different variable-speed generator types can be found. Rotors of
electric generators are usually mechanically coupled to the wind turbines through a gearbox in
order to maintain small machine diameter, while the use of large-diameter low-speed directdrive generators is less frequent.
The use of doubly-fed wound-rotor induction generators (DFIGs) in wind-power generation is
dominant, although dual-winding induction generators (DWIGs) with special nested-loop
rotors can be found as well [1-4].
The main drawback of the most frequently used DFIGs is the presence of slip rings which
can be problematic from the aspect of reliability and generator maintenance costs. Due to the
absence of the slip rings the brushless doubly-fed reluctance machine (BDFRM) can be a
realistic alternative to the DFIG. Similarly to the DFIG, the BDFRM has a primary winding
(normally called power winding or main winding) and a secondary winding (normally called
excitation winding or control winding). Contrary to the DFIG the excitation winding of
BDFRM is placed in the stator. Because of this special feature the BDFRG can be called dual
stator winding reluctance generator (DSWRG) as well.
200
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
The main and the excitation winding of DSWRG have different number of poles and are
manufactured in distributed winding technology [5-12]. The rotor of the DSWRG has to
provide efficient magnetic coupling between the excitation and the main winding. The most
efficient rotor structure of DSWRG is similar to the rotor structure of an ordinary multiplebarrier synchronous reluctance machine [5-12], [13-15]. For the successful magnetic coupling
and good machine performance the correct correlation between the number of rotor poles pr
and number of pole pairs of the excitation winding ps and the number of pole pairs of the
main winding pp have to be taken into account: pr=0.5(ps+pp). In the steady-state conditions
the frequency of the induced voltage in the main winding fp (Hz) is connected with the rotor
rotational speed nr (rev/min) and frequency of the excitation current in the excitation winding
fs by: fp=(nrpr/60)-fs.
Due to the many different possible combinations of pole pair number of main and excitation
winding in connection with the number of stator slots and the number of flux barriers per
rotor pole, different structures of DSWRG have been investigated by using finite element
method in order to determine best possible DSWRG construction. The comparison of the
DSWRG characteristic for the four-pole and six-pole conventionally laminated rotor
construction and different number of rotor flux barriers per pole will be presented in the full
paper version for the stator with 48 stator slots.
References
[1] E. Spooner, A.C. Williamson, »Mixed Pole Windings And Some Applications«, IEE Proceedings, Vol.
137, No. 2, pp. 89-97, March, 1990
[2] S. WiIliamson, A. C. Ferreira, A. K. Wallace, »Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed
Machine. Part I : Analysis«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp. 111-122,
March, 1997
[3] S. Williamson, A. C. Ferreira, »Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed Machine. Part 2: Model
Verification And Performance«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp. 123129, March, 1997
[4] F. Barati, S. Shao, E. Abdi, H. Oraee, R. McMahon, »Generalized Vector Model for the Brushless DoublyFed Machine With a Nested-Loop Rotor«, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 58, No. 6,
June, 2011
[5] T. Fukami, M. Momiyama, K, Shima, »Steady-State Analysis of a Dual-Winding Reluctance Generator
With a Multiple-Barrier Rotor«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 23, No. 2, pp. 492-498,
June, 2008
[6] R. E. Betz, M. G. Jovanović, »The Brushless Doubly Fed Reluctance Machine and the Synchronous
Reluctance Machine - A Comparison«, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 36, No. 4, pp.
1103-1110, July/August, 2000
[7] F. Valenciaga, P. F. Puleston, »Variable Structure Control of a Wind Energy Conversion System Based on
a Brushless Doubly Fed Reluctance Generator«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 22, No. 2,
pp. 499-506, June, 2007
[8] D. G. Dorrell, M. Jovanović, »On the Possibilities of Using a Brushless Doubly-Fed Reluctance Generator
in a 2 MW Wind Turbine«, Industry Applications Society Annual Meeting, 2008. IAS '08. IEEE, pp. 1-8,
October, 2008
[9] Q. Zhang, H. Liu, »Comparative Study of Brushless Doubly Fed Machine with Different Rotor Structures
Used in Wind Power Generation System«, Power and Energy Engineering Conference (APPEEC), 2010
Asia-Pacific, pp. 1-4, March, 2010
[10] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz, »Issues with the Design of Brushless Doubly-Fed Reluctance
Machines: Unbalanced Magnetic Pull, Skew and Iron Losses«, Electric Machines & Drives Conference
(IEMDC), 2011 IEEE International, pp. 663-668, May, 2011
[11] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz, »Improvements in Brushless Doubly Fed Reluctance Generators
Using High-Flux-Density Steels and Selection of the Correct Pole Numbers«, IEEE Transactions on
Magnetics, Vol. 47, No. 10, pp. 4092-4095, October, 2011
[12] A. M. Knight, R. E. Betz, D. Dorrell, »Design And Analysis Of Brushless Doubly Fed Reluctance
Machines«, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE, pp. 3128-3135, September,
2011
201
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
[13] B. Štumberger, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, P. Virtič, M. Trlep, V. Goričan, »Design
and finite-element analysis of interior permanent magnet synchronous motor with flux barriers«, IEEE
trans. magn., Vol. 44, No. 11, pp. 4389-4392, November, 2008
[14] B. Štumberger, V. Goričan, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, M. Trlep, »Performance
evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive«, Prz. Elektrotech., pp. 147-149, 2009
[15] B. Štumberger, R. Pulko, V. Goričan, M. Hadžiselimović, »Influence of permanent magnet material on
characteristics of permanent magnet assisted reluctance motor«, Prz. Elektrotech., Vol. 85, Iss. 12, 2010
WPŁYW WARUNKÓW PRACY
NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA
W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO
Paweł Surdacki
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii
Przewody warstwowe II generacji YBCO (YBa2Cu3Ox), weszły w fazę produkcji
przemysłowej i stają się bardzo obiecującym składnikiem nadprzewodnikowych urządzeń
elektroenergetycznych. Przewody te wykazują znaczne wartości gęstości prądu w obecności
silnych pól magnetycznych przy wysokim poziomie temperatur ok. 77 K, które zapewnione
są poprzez chłodzenie ciekłym azotem lub kriochłodziarką mechaniczną. W zakresie
temperatur 60 – 80 K właściwości cieplne taśm YBCO powodują jednak bardzo powolną
dyfuzję ciepła wzdłuż przewodu [1,2]. Prowadzi to do nadmiernego lokalnego nagrzewania
się przewodu w przypadku wystąpienia zaburzenia nadprzewodzenia. W rezultacie zarówno
prędkość propagacji strefy rezystywnej w przewodzie jak i przyrost napięcia są niewielkie, co
utrudnia działanie układu zabezpieczającego przed niekontrolowaną utratą nadprzewodzenia
i wymaga modelowania matematycznego występujących zjawisk.
W niniejszej pracy do badania procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej
YBCO przyjęto makroskopowy model matematyczny [3], który uwzględnia silnie nieliniową
zależność temperaturową pojemności i przewodności cieplnej oraz rezystywności taśmy.
Korzystając z opracowanego modelu komputerowego dokonano określenia wpływu
temperatury T0 przewodu oraz prądu roboczego Ir na wybrane parametry dynamicznego
procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej YBCO.
Do analizy stanów dynamicznych zanikania nadprzewodzenia przyjęto cienką taśmę YBCO
II generacji (rys. 1) [1]. Taśma ma szerokość 4 mm i grubość zaledwie 130,8 µm, na którą
składa się pięć warstw: niklu (grubość 75 µm), buforową (0,3 µm), YBCO (5 µm), srebra (0,5
µm) i miedzi (50 µm), pełniącej funkcję stabilizatora cieplnego i elektrycznego.
Przewód jest poddany zaburzeniu cieplnemu o energii Ez działającemu w czasie tz na długości
xz odcinka przewodu. Niestacjonarne procesy termiczne wywołane zaburzeniem
energetycznym, powiązane z modelem podziału prądu, uwzględniające zmienność
temperaturową pojemności i przewodności cieplnej, rezystywności oraz gęstości mocy
cieplnej stanowiącej wymuszenie zmieniające się w czasie i wzdłuż przewodu opisane zostały
modelem matematycznym [3] opartym na jednowymiarowym niestacjonarnym równaniu
202
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
różniczkowym cząstkowym przewodnictwa cieplnego. W modelu założono liniowość
charakterystyki prądu krytycznego Ic(T) taśmy nadprzewodnikowej YBCO przy braku
zewnętrznego pola magnetycznego. Model ten umożliwia analizę termiczno-elektrycznych
procesów zanikania nadprzewodzenia. Na podstawie przebiegów czasowych temperatury
w obszarze zaburzenia cieplnego w taśmie nadprzewodnikowej można wyznaczyć
podstawowe parametry określające dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia. Do analizy
przyjęto odcinek taśmy YBCO o długości l = 200 mm, której temperatura robocza T0 = 77 K
(ciekłego azotu) i prąd roboczy Ir = 90 A. Parametry zaburzenia cieplnego: xz = 4 mm,
tz =10 ms.
Rys. 1. Przekrój taśmy nadprzewodnikowej YBCO
II generacji [1]
Rys. 3. Zależność temperatury zaburzenia Tz=f(Ir ,T0)
od prądu Ir i temperatury T0
Rys. 2. Zależność minimalnej energii utraty
nadprzewodzenia Eq(T0 , Ir) od temperatury T0 i prądu
roboczego Ir taśmy YBCO
Rys. 4. Zależność temperatury utraty nadprzewodzenia
od prądu Tq=f(Ir) dla różnych wartości temperatury
pracy T0
Obliczenia stanów dynamicznych umożliwiające wyznaczenie minimalnej energii utraty
nadprzewodzenia Eq=f(T0,Ir) taśmy warstwowej YBCO przeprowadzono dla wartości
temperatur roboczych T0  <71; 86> K oraz dla wartości prądu roboczego Ir  <16; 126> A
i odpowiadających im wartości względnych prądu roboczego odniesionego do prądu
krytycznego w danej temperaturze (rys. 2). Minimalna energia utraty nadprzewodzenia Eq
rośnie wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego Ir w przewodzie, natomiast maleje wraz ze
wzrostem temperatury pracy T0. Zatem wraz ze zmniejszaniem się marginesu temperatury
zmniejsza się minimalna energia utraty nadprzewodzenia Eq, pogarszając stabilność
nadprzewodzenia taśmy YBCO.
Z zależności Eq=f(Ir,Tz) (rys. 3) wynika, że im niższa jest wartość prądu roboczego
w przewodzie, tym większy musi być lokalny wzrost temperatury, aby wystąpiła
nieodwracalna utrata stanu nadprzewodzenia. Jednocześnie przy dużych wartościach prądu
roboczego temperatury zaburzenia przyjmują wartości znacznie mniej zbliżone do siebie, niż
ma to miejsce w przypadku małych wartości prądu roboczego. Wskazuje to na znacznie
większą dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia przy prądach bliższych prądowi
krytycznemu. Z zależności Tq = f(Ir,T0) (rys. 4) uzyskanej z obliczeń stanów dynamicznych
wynika, że wartość tej temperatury wzrasta wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego
203
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
w przewodzie oraz że temperatury utraty nadprzewodzenia dla różnych temperatur pracy
zbliżają się do siebie. Przy dużym prądzie roboczym gwałtowny wzrost temperatury
przewodu rozpoczyna się od znacznie niższych wartości niż przy małym prądzie Ir.
Opracowana metoda analizy umożliwia dobranie temperatury pracy i prądu roboczego
warstwowej taśmy nadprzewodnikowej YBCO w celu uzyskania pożądanych wartości
parametrów procesu przejściowego zanikania nadprzewodzenia oraz zapewnienia stabilnej
pracy nadprzewodnika.
Literatura
[1]
[2]
[3]
Masson P.J., Rouault V.R., Hoffmann G., Luongo C.A., Development of quench propagation models for
coated conductors, IEEE Trans. Appl. Supercond., 18 (2008) (2),1321-4.
Wang X, Caruso AR, Breschi M, et al., Normal zone initiation and propagation in Y-Ba-Cu-O coated
conductors with Cu stabilizer, IEEE Trans. Appl. Supercond., 15 (2005), 2, part 3, 2586-2589
Surdacki P., Termiczne stany dynamiczne wysokotemperaturowych przewodów nadprzewodnikowych
z dwuborku magnezu, Przegląd Elektrotechniczny 86 (2010) no. 12, 149-152.
OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA
NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII
Przemysław Syrek, Antoni Cieśla
AGH Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie
Magnetoterapia została włączona i znalazła uznanie jako jeden z wielu sposobów leczenia
szerokiej gamy schorzeń. Choć odkryta została wiele lat temu [1], zainteresowanie świata
nauki zawdzięcza między innymi znalezieniu się farmakologii na granicy możliwości
uzyskiwania znaczącego postępu. W indywidualnych przypadkach magnetoterapia jest
jedynym remedium możliwym do zastosowania, np. gdy stan pacjenta nie pozwala na
aplikowanie dodatkowych dawek leków. Nie ulega wątpliwości, że postęp w tej gałęzi
medycyny możliwy jest dzięki technice. Dostarczanie odpowiednio przygotowanych
urządzeń i prawidłowe, a zarazem bezpieczne ich stosowanie wymaga także obliczeń
numerycznych, które obrazują wielkości fizyczne, istotne z terapeutycznego punktu widzenia,
z których najważniejszym jest natężenie pola magnetycznego oraz moduł gęstości prądów
indukowanych w leczonych strukturach anatomicznych.
Dobór odpowiednich parametrów aplikatorów – zapewniający odpowiednie wartości pola
magnetycznego – jest istotny w przypadku wielu schorzeń, w tym złamań [2]. Jednak
szczególnie istotne jest zapewnienie korzystnych wartości prądów wirowych w leczonych
miejscach. Jest to zagadnienie skomplikowane, wymagające numerycznego rozwiązywania
równań różniczkowych cząstkowych. Dotyczy to szczególnie schorzeń ortopedycznych, gdyż
przy leczeniu złamań, prądy decydują o przyspieszeniu zrastania kości. W pracy
przedstawiono obliczenia dla tzw. aplikatora eliptycznego (rys.1).
Do analizy wpływu kształtu i położenia aplikatora względem wybranego
do leczenia fragmentu ciała, jako przykład, wybrano głowę kości ramiennej. Na końcu
204
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
bliższym kości ramiennej (łac. humerus) znajduje się głowa kości ramiennej (łac. caput
humeri), w której również wyróżnia się kilka części składowych, m.in. tzw. szyjkę
chirurgiczną (łac. collum chirurgicum) – nazwaną tak, gdyż jest to miejsce częstych złamań
[3]. Widok kości ramiennej i jej elementy pokazuje rys.2.
Rys.2. Składowe kończyny górnej
Rys.1. Aplikator eliptyczny
Założono, że aplikator jest usytuowany w następujący sposób: oś symetrii aplikatora jest
prostopadła do osi ręki, a styczna do powierzchni bocznej walca, którego promień podstawy
wynosi ρ. Przesunięcie równolegle do osi ręki oznaczone jest jako x.
Obszar poddany analizie zawarty jest w walcu o długości 0,2 m i średnicy 0,08 m (w
przybliżeniu średnica ręki w okolicach stawu łokciowego), zawiera trzy kości: dolny fragment
kości ramiennej i przylegające końcami kość promieniową i łokciową (rys.2). Całość
otoczona jest tkanką tłuszczową zamodelowaną jako walec o średnicy 0,07 m, otoczoną
warstwą skóry o średnicy 0,08 m. Przyjęto następujące wartości przewodności elektrycznej,
na podstawie [4]: skóra   0,1 S/m, tkanka tłuszczowa   0,04 S/m, kość   0,02 S/m. W
pracach dotyczących magnetoterapii i prądów w ciele człowieka, dopuszczalna wartość
gęstości prądu jest ustalona na poziomie 100 mA/m2 [5].
Rys. 3. Wartości modułu prądów wirowych (ImaxGKR – wartość maksymalna gęstości prądu wewnątrz głowy
kości ramiennej, IminGKR – wartość minimalna) odniesione do wartości maksymalnej indukowanej w kończynie
(ImaxK), w zależności od położenia aplikatora: w funkcji położenia wzdłuż osi kończyny, w odległości aplikatora
od osi kończyny (przy x = 0 m)
Wyniki przedstawione na rysunku 3, oznaczają, że usytuowanie aplikatora względem
leczonego miejsca jest czynnikiem ważnym. W obszarze o przewodności elektrycznej rzędu
0,1 S/m i częstotliwości pola magnetycznego nieprzekraczającej 100 Hz, prądy wirowe (w
każdym punkcie przestrzeni) związane są zależnością liniową zarówno z częstotliwością
wymuszenia, jak i jego wartością. Zatem jest możliwość techniczna, doboru parametrów
terapii tak, aby nie przekroczyć umownej granicy 100 mA/m2 i jednocześnie zwiększyć
205
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
wartość prądu w określonym obszarze, jak pokazano to w powyższych wynikach. Z rys.3
wynika, że przesunięcie aplikatora o 6 cm, może zwiększyć gęstość prądu w głowie kości
ramiennej z 6 mA/m2 (6% wartości dopuszczalnej) do 12 mA/m2.
Literatura
[1] Krawczyk A., Łada-Tondyra E.: Pierwsze próby stymulacji magnetycznej – historia odkryć dwóch
uczonych, 12/2010, Przegląd Elektrotechniczny.
[2] Cieśla A., Kraszewski W., Syrek P.: The shapes’s selection of small coil applicator to get magnetic field
applied in magnetotherapy, ISEF'2007: International Symposium on Electromagnetic Fields in
Mechatronics, Electrical and Electronic Engineering, Prague, Czech Republic, 2007, 466 – 467.
[3] Reicher M., Bochenek A.: Anatomia człowieka, Wyd. 12, T.I: Anatomia Ogólna, PZWL, Warszawa, 2009.
[4] [4] Dimbylow P.: Development of the female voxel phantom, NAOMI, and its application tocalculations of
induced current densities and electric fields from applied low frequency magnetic and electric fields,
Physics in Medicine and Biology, 50, 2005, s.1047-1050.
[5] Bernhardt J.H.: The establishment of frequency dependent limits for electric and magnetic fields and
evaluation of indirect effect, Radiation and Environmental Biophysics, 27(1), 1988, s.1-27.
BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW
PASYWNYCH NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE
Ti6Al4V
Janusz Szewczenko1, Janusz Jaglarz2, Marcin Basiaga1, Edyta Skoczek2
1
Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych,
Wydział Inżynierii Biomedycznej, Politechnika Śląska
2
Instytut Fizyki, Politechnika Krakowska
Wstęp
Stop Ti6Al4V jest najczęściej stosowanym biomateriałem metalowym na implanty
długoterminowe. Zadecydowały o tym: mały ciężar właściwy, korzystny zespół własności
mechanicznych oraz dobra biokompatybilność w środowisku tkanek i płynów ustrojowych.
Biokompatybilność biomateriałów metalowych związana jest głównie z dobrą odpornością
korozyjną, która uzależniona jest od własności fizykochemicznych powierzchni implantu.
Dobra biokompatybilność tytanu i jego stopów związana jest ze zdolnością ich powierzchni
do samopasywacji oraz repasywacji. Własności te determinowane są przez strukturę i grubość
wytworzonej warstwy powierzchniowej.
Jednakże wieloletnie doświadczenia kliniczne wykazały, iż implanty ze stopu Ti6Al4V mogą
powodować alergię lub reakcje okołowszczepowe w międzywarstwie implant – tkanka.
Spowodowało to rozwój różnych metod modyfikacji powierzchni, których głównym celem
było wytworzenie na powierzchni implantów warstwy pasywnej składającej się głównie
z TiO2.
206
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Najczęstszym zabiegiem obróbki powierzchniowej stosowanym dla stopów tytanu jest
utlenianie anodowe. W wyniku tego zabiegu uzyskuje się na powierzchni warstwę pasywną,
której grubość i topografia uzależnione są od wstępnego (poprzedzającego proces utleniania
anodowego) sposobu przygotowania powierzchni oraz parametrów procesu. Ze względu na
własności optyczne, pasywne warstwy TiO2, wytworzone w różnych warunkach
charakteryzują się różnym zabarwieniem.
Celem pracy było określenie wpływu wstępnych metod modyfikacji powierzchni na
topografię i grubość warstwy pasywnej wytworzonej na utlenianym anodowo stopie
Ti6Al4V. Do tego celu wykorzystano metody optyczne.
Metody optyczne wykorzystujące klasyczne i niestandardowe techniki pomiarowe pozwalają
wyznaczyć grubość warstw, chropowatość, długość autokorelacyjną i wiele innych
parametrów statystycznych opisujących topografię powierzchni. Ich zaletą jest
nieinwazyjność i bezkontaktowość.
Jedną z najczęściej stosowanych metod jest elipsometria. Dla badanych warstw pasywnych
charakteryzujących się dużą chropowatością nie można jednak było skorzystać z tej metody
ze względu na dużą depolaryzację odbitego promieniowania. Duża chropowatość badanych
warstw powodowała, iż lustrzane odbicia od próbki zanikało a światło odbite
rozprzestrzeniało się w szerokim kącie bryłowym. Dlatego do pomiarów zastosowana została
kula integrująca. W celu wyznaczenia parametrów opisujących rozkład nierówności
powierzchni, takich jak chropowatość, długość autokorelacyjna zastosowano metodę BRDF.
W metodzie tej wyznacza się zależność natężenia promieniowania rozproszonego od kąta
rozproszenia.
Materiał i metody
W badaniach wykorzystano stop Ti6Al4V ELI, w postaci prętów o średnicy d = 14 mm.
Skład chemiczny badanego stopu spełniał wymagania zawarte w normie ISO 5832-3:2007.
Modyfikacja powierzchni próbek została przeprowadzona za pomocą zabiegów, którym
przyporządkowano następujące oznaczenia: 1 - szlifowanie, 2 - obróbka wibracyjna, 3 polerowanie mechaniczne, 4 - piaskowanie, 5 - polerowanie elektrolityczne, XV - anodyzację
(X oznacza wartość potencjału, przy którym przeprowadzano proces), S - sterylizacja parowa.
Szlifowanie mechaniczne prowadzono kolejno na wodnych papierach ściernych o gradacji
120÷600 ziarn/mm2. Polerowanie mechaniczne przeprowadzono na szlifierce ręcznej z
wykorzystaniem szczotek sizalowych i pasty polerskiej. Następnie wybłyszczano na tarczach
płóciennych do uzyskania i lustrzanej powierzchni. Piaskowanie przeprowadzono w
iniekcyjnej kabinie śrutowniczej, wykorzystując jako medium robocze kulki szklane.
Polerowanie elektrolityczne prowadzono w kąpieli na bazie kwasu chromowego (E-395
Firmy POLIGRAT Gmbh). Proces anodyzacji prowadzony był z użyciem elektrolitu na bazie
kwasów fosforowego i siarkowego (Titan Color Firmy POLIGRAT GmbH) przy potencjałach
57V, 77V, 87V oraz 97V. Sterylizację parową przeprowadzono w autoklawie Basic Plus
firmy Mocom, w temperaturze 134oC, ciśnieniu 2,1 bar przez 12 minut.
Do wyznaczenia współczynników: załamania i ekstynkcji dla polerowanego gładkiego
specjalnie polerowanego podłoża Ti6Al7Nb wykorzystano elipsometr spektroskopowy
M2000 firmy Wollam.
Ze względu na dużą chropowatość badanych warstw do wyznaczenia widm odbicia
zastosowano kulę całkującą ISP-REF wraz ze spektrofotometrem PC2000 firmy Avantes.
Grubość warstw została wyznaczona z widm całkowitego odbicia od warstw TiO2.
207
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Pomiary BRDF zostały wykonane przy użyciu skaterometru kątowego. Jako źródła światła
użyto diody laserowej emitującej promieniowanie o długości fali 650 nm. W pomiarach kąt
rozproszenia był zmieniany z krokiem 0,10, przy ustalonym kącie padania 600 i polaryzacji
światła „s”. Dodatkowo wyznaczone zostały profile optyczne o rozmiarach 1,4cmx1,4cm
badanych warstw i ich podłoży przy użyciu profilometru optycznego wykorzystującego sondę
odbiciową R2000 firmy Avantes. Krok skanowania wynosił 0,01 mm.
Wnioski
Na podstawie przeprowadzonych badań można wysunąć następujące wnioski:
1. Występowanie ekstremów interferencyjnych w widmie odbicia całkowitego świadczą o
silnym korelacji między górną a dolną powierzchnią powłok TiO2.
2. Grubości warstw pasywnych wytworzonych w wyniku procesu anodyzacji na stopie
Ti6Al4V mieszczą się w przedziale od 90 do 230 nm i ściśle zależą od napięcia
anodyzacji.
3. Wzrost wartości napięcia stosowanego w procesie anodyzacji powoduje wzrost
chropowatości warstwy pasywnej.
4. Proces anodyzacji wpływa na długość autokorelacyjną powierzchni warstwy pasywnej.
Dla wyższych wartości potencjału anodyzacji wyznaczone długości autokorelacyjne były
odpowiednio większe.
PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO
W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU
METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH
Krzysztof Szewczyk1, Rafał Golisz2
1
2
Politechnika Częstochowska
Absolwent Politechniki Częstochowskiej
Przy symulacji obiektu typu silnik elektryczny z użyciem metody elementów skończonych,
do wyliczenia sił i momentów stosuje się metodę tensora naprężeń
Maxwella ( Stress Tensor Maxwell). Na rys. 1 przedstawiono przykładowy obiekt symulacji
która polega ona na wyliczeniu sił działających w szczelinie powietrznej, całkowaniu tej siły
oraz mnożeniu przez długość promienia na którym siła występuje.
(1)
Symulację komputerową przeprowadzono w oparciu o Metodę Tensorów dla równania
Maxwella [2]. Składowa normalna tej siły działając na promieniu r wytwarza moment
elektromagnetyczny.


1
1 2 
F    B( B. n ) 
B . n dC
C 
2

0
 0

(2)
208
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Wielkości i wartości występujące we wzorach (1) i (2) oznaczają :
B- chwilowe wartości obwodowego rozkładu indukcji w szczelinie B [ T ],
n – jednostkowy wektor składowej normalnej prostopadłej do powierzchni wirnika,
μ0 – przenikalność magnetyczna próżni μ0 = 4π . 107 [H/m]
K
M
K
M
MK
M
K
Rys. 1 Silnik elektryczny brany pod uwagę do obliczeń momentu obrotowego z zaznaczonym szczegółem
powiększenia szczeliny powietrznejF- siła [N], T- moment obrotowy [Nm]
Wielkość momentu wyliczana jest ze wzoru (1) przy uwzględnieniu promienia badanego
wirnika oraz składowej siły działającej na powierzchnię wirnika prostopadłej do jego
promienia gdzie siła F wyliczana jest na podstawie (2).
Siły ( lub momenty ) składowe całkuje się w obszarze zamkniętym wokół wirnika, ( sferze
zamkniętej w przypadku 3D).
CAŁKOWANIA
Rys.2. Droga całkowania momentu obrotowego ( powiększenie z rys. 1 )
209
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Z doświadczeń autorów wynika że droga całkowania nie jest obojętna dla wyliczenia
momentu mimo tego że mamy do dyspozycji tylko obszar szczeliny powietrznej silnika .
Położenie obszaru całkowania jak na rys. 2 może diametralnie zmienić wyniki symulacji.
Do wyliczenia momentu zwykle bierze się średnicę w środku grubości szczeliny. Biorąc
jednak pod uwagę niejednoznaczność wyliczeń przy innych średnicach, można sądzić że
wynik ten nie jest pewny.
Należało by sprawdzić zależność wielkości momentu od położenia drogi całkowania
w szczelinie powietrznej silnika elektrycznego.
Autorzy dokonali szeregu symulacji biorąc pod uwagę różne krzywe zamknięte obszaru
całkowania momentu. Wyniki zależności wyliczonego momentu od położenia drogi
całkowania w obszarze szczeliny zamieszczono w artykule.
NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI
I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW
W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH
KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH
Zygmunt Szymański
Politechnika Śląska Gliwice
W referacie przedstawiono opis typowych konfiguracji podziemnych wyrobisk kopalnianych,
tuneli komunikacyjnych oraz jaskiń, eksploatowanych i eksplorowanych dla celów
przemysłowych, transportowych, i komunikacyjnych. Podczas eksploatacji pomieszczeń
znajdujących się pod ziemią mogą pojawić się różne sytuacje awaryjne (zawały, obrywy,
wstrząsy górotworu), związane z uszkodzeniem maszyn górniczych, maszyn transportowych
oraz wypadki komunikacyjne, lub inne niebezpieczne zdarzenia powodujące zawał,
uszkodzenie lub zasypanie całości lub części wyrobiska. Podstawowym zadaniem służb
technicznych i służb ratowniczych jest lokalizacja położenia ludzi przebywających w tym
wyrobisku, oraz nawiązanie z nimi kontaktu. Ułatwia to podjęcie decyzji o sposobie
prowadzenia akcji ratowniczej oraz określenie sił i środków potrzebnych do jej skutecznej
realizacji. W artykule przedstawiono przegląd metod oraz spektrum układów oraz urządzeń
wykorzystywanych aktualnie do lokalizacji osób przebywających w podziemnych tunelach.
W referacie zamieszczono także nowoczesne metody identyfikacji, aparaturę pomiarową, oraz
opracowane przy współudziale Autora nowoczesne układy lokalizacji i transmisji sygnałów z
podziemiach wyrobisk kopalnianych. Analiza matematyczna
rozkładu pola
elektromagnetycznego w podziemnych wyrobiskach kopalnianych metodami analitycznymi,
dla układów o skomplikowanych kształtach geometrycznych, z dużą nieliniowością ośrodka
oraz przy braku symetrii jest w wielu praktycznych przypadkach bardzo ograniczone lub
nawet niemożliwe. W referacie ograniczono się do modelowania geometrii układu
antenowego czytnika RFID, który umożliwia odczyty danych z transponderów
210
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
umieszczonych w obudowie maszyny lub w hełmie górnika. Do obliczeń numerycznych
wykorzystano metody: MES (metoda elementów skończonych), BEM (metoda elementów
brzegowych) oraz mieszane. Do analizy rozkładu pola elektromagnetycznego w wyrobiskach
zastosowano programy komputerowe: ANSYS, JMAG, oraz COMSOL Multiphysics.
Programy te umożliwiają wykonanie złożonych obliczeń inżynierskich i symulacji zjawisk
fizycznych w układach 2D oraz 3D, przez rozwiązanie układów nieliniowych równań
różniczkowych cząstkowych.[3, 4]. Przykładowe wyniki obliczeń komputerowych
przedstawiono na rys.(1,2). Na rys.1 przedstawiono przebieg linii pola magnetycznego oraz
rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla obudowy I, natomiast na rys.2
porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym.
Rys.1. Przebieg linii pola magnetycznego oraz rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla
obudowy I
Do modelowania magnetycznych układów antenowych czytnika RFID wykorzystano moduł
AC/DC
zawierający
interfejs
użytkownika
umożliwiający
analizę
efektów
elektromagnetycznych.[3]. Na rys1 przedstawiono przykładowe wyniki W referacie
zamieszczono wybrane modele matematyczne, fizyczne oraz symulacyjne różnych wariantów
podziemnych wyrobisk: chodniki w kopalniach, tunele kolei podziemnej, jaskinie. Dla
wybranych modeli fizycznych analizowanych obiektów, przeprowadzono obliczenia rozkładu
pól elektromagnetycznych w tych wyrobiskach, dla najczęściej występujących stanów
awaryjnych: zawał, zasypanie chodnika, zgubienie się w jaskini. Osoba przebywająca w
tunelu powinna być wyposażona w specjalny mikro chip (mikro nadajnik), który będzie
źródłem sygnału wykrywanego przez anteny urządzenia lokalizacyjnego.
Rys.2. Porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym
211
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W artykule zamieszczono przykładowe wyniki obliczeń rozkładów pola magnetycznego
i elektrycznego, przeprowadzone dla wybranych warunków eksploatacyjnych. Opracowane
układy były sprawdzane w różnych warunkach terenowych i spełniały skutecznie swoje
zadania. Na rys.3 przedstawiono układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób
poszukiwanych W artykule zamieszczono także przykładowe opisy badań przemysłowych
układów prototypowych. Wyniki badań laboratoryjnych i przemysłowych potwierdziły
przydatność proponowanych metod do identyfikacji maszyn i osób znajdujących się
w podziemnych wyrobiskach.
Rys. 3. Układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób poszukiwanych
Literatura
[1] Ketterling H, P: Introduction to digital Professional Mobile Radio. Artach Mouse , Boston, London 2004.
[2] Miskiewicz K., Wojaczek A.: Systemy radiokomunikacji z kablem promieniującym w kopalniach.
Wydawnictwo Politechniki Śląskiej Gliwice 2010.
[3] Szczurkowski M., Jankowski H., Worek C., Maksymowicz L. J., Meder A.: Praktyczne doświadczenia
wdrożeniowe w zakresie wykorzystania technologii RFID oraz nowoczesnych systemów bazodanowych do
ewidencji części maszyn górniczych Szkoła Eksploatacji Podziemnej 25-29.02.2008, Materiały
Konferencyjne.
[4] Szymański Z. : Metody identyfikacji lokalizacji ludzi w podziemnych wyrobiskach kopalnianych oraz w
jaskiniach i tunelach komunikacyjnych. Materiały Konferencyjne PTZE”2011r. Lubliniec, czerwiec, 2011.
212
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA
WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW DNA OKA
Adam Świtoński1,2, Tomasz Błachowicz2, Aleksander Sieroń3 , Konrad Wojciechowski1,2
1
Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,
Politechnika Śląska
2
Śląski Uniwersytet Medyczny,
Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej
Wstęp
Tradycyjny obraz kolorowy zawiera dane niezbędne do odtworzenia efektu wzrokowego. Ze
względu na fakt, że na ludzkiej siatkówce zlokalizowane są trzy różne rodzaje
fotoreceptorów, a każdy z nich dokonuje określonej agregacji danych widmowych,
przestrzenie barw są trójwymiarowe. Najczęściej stosowanym modelem, przede wszystkim ze
względu na ograniczenia sprzętowe, jest model RGB. Nie oddaje jednak on jednak pełnej
palety barw rozróżnialnej przez ludzki narząd wzroku i z założenia nie determinuje
jednoznacznie postaci widma poszczególnych kolorów. Wad tych pozbawiony jest obraz
wielospektralny. Przechowuje on bezpośrednie dane widmowe dla każdego punktu. Jego
reprezentacja ma charakter trójwymiarowej kostki, gdzie dwa wymiary, analogicznie do
obrazów barwnych, odpowiadają za dziedzinę przestrzenną a trzeci reprezentuje domenę
spektralną.
Obraz
wielospektralny
stanowi
uporządkowany
zbiór
obrazów
monochromatycznych, zwanych inaczej kanałami spektralnymi, zawierających uśrednione
natężenia promieniowania elektromagnetycznego mierzone w ramach kolejnych okien
spektralnych. Z każdym pikselem obrazu związany jest wektor, którego składowe
odzwierciedlają wynik próbkowania widma. Określany jest on mianem sygnatury spektralnej.
Segmentacja obrazu jest kluczowym, elementem większości systemów automatycznego
przetwarzania i rozpoznawania obrazów. Zwykle poprzedzona jest jedynie filtracją
przetwarzania wstępnego, a bezpośrednio po niej następuje automatyczna klasyfikacja
wykrytych regionów na bazie odpowiedniego przygotowanego zestawu cech. Segmentacja
ma za zadanie podział powierzchni obrazu na rozłączne spójne regiony, które w zamyśle
powinny reprezentować rzeczywiste obiektu obrazu. W literaturze istnieje szereg metod
segmentacji. Można je pogrupować w następujące kategorie: 1) bazujące na progowaniu
2) wstępnie wykrytych konturach, 3) algorytmy rozrostu i podziału regionów czy
4) wykorzystujące algorytmy grupowania danych na bazie nienadzorowanego uczenia
maszynowego. Dla przykładu w [1] przedstawiono metodę grupowania pikseli w przestrzeni
barw RGB z wykorzystaniem rozmytej wersji algorytmu k średnich. Próba segmentacji
bazująca jedynie na sygnaturach wybranego modelu barw posiada jednak istotne ograniczenia
związane z dyskryminacją obiektów w przestrzeniach barw. W przypadku zastosowania
sygnatur spektralnych rozróżnialność obiektów jest znacznie bardziej szczegółowa, stąd
grupowanie prowadzone na jej bazie daje większe możliwości.
Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy dna oka. Prowadzenie badań w tym
zakresie ma istotne znaczenie z praktycznego punktu widzenia – diagnostyka dna oka
pozwala na wczesne wykrycie jaskry czy retinopatii cukrzycowej, a zastosowanie
obrazowania wielospektralnego do tej klasy obrazów uzasadnione jest słabym kontrastem
wykrywanych struktur anatomicznych i jednostek chorobowych [3].
213
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Metoda i wyniki
W wielospektralnej akwizycji dna oka wykorzystano prototypowe urządzenie, którego
kluczowym komponentem jest sterowany napięciowo filtr ciekłokrystaliczny. W zależności
od podanego napięcia tworzy on okno przepuszczalności promieniowania, które dalej
rejestrowane jest przez wysokiej czułości kamerę monochromatyczną. Cały proces jest
powtarzany niezależnie dla każdego z kanałów obrazu wielospektralnego [3]. Zastosowane
rozwiązanie sprzętowe pozwalają na uzyskanie 21 rozłącznych kanałów spektralnych w
zakresie światła widzialnego. Przykładowe, wielospektralne zdjęcie dna oka, z wyraźnie
widocznym obszarem dysku optycznego i plamki żółtej zaprezentowano na Rys. 1. Obrazom
monochromatycznym nadano barwę odpowiadającą reprezentowanej długości fali.
400
416
432
448
464
480
496
512
528
544
560
576
592
608
624
640
656
672
688
704
720
Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie dna oka
Segmentację przeprowadzono na podstawie grupowania sygnatur spektralnych pikseli obrazu
na bazie nienadzorowanego uczenia maszynowego. Za segmenty przyjmuje się spójne
regiony tworzone przez piksele należące do tej samej grupy.
Analogicznie jak w [4] i [5] przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych,
celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej
charakterystyki filtra LCD na uzyskane wyniki segmentacji.
Na Rys. 2 przedstawiono jedynie wybrane rezultaty uzyskane z wykorzystaniem algorytmu
nienadzorowanej klasyfikacji k-średnich w wersji rozmytej. oraz Excpectation Maximization
[2]. Ze względu na szum, widoczny dla przykładu na Rys. 2a w ramach przetwarzania
końcowego przeprowadzono wygładzanie. Zastosowano morfologiczny filtr typu otwarciezamknięcie z liniowo rosnącym rozmiarem elementu strukturalnego.
KM, G3, N1
KM, G3, N1, OC
KM, G3, N2, OC
KM, G4, N1, OC
KM, G6, OC, N1
KM, G10, OC, N1
EM, G4, N1, OC
EM, G4, N2, OC
EM, G6, N2, OC
EM, G10, N1, OC
Rys. 2. Wyniki segmentacji dla obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: KM: KMeans, EM –Excpetation Maximization,
GN – liczba grup N, OC – wygładzanie końcowe filtrem otwarcie zamknięcie. N1 – normalizacja N1, N2 –
normalizacja N2
214
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
W każdym przypadku poprawnie wykryta została struktura dysku optycznego. Normalizacja
N2, poprawia kontrast regionów wokół dysku optycznego, natomiast dla przypadku małej
liczby grup, rozmywa obszar plamki żółtej. Dla większej liczby grup we wnętrzu dysku
optycznego wydzielony zostaje dodatkowy region, który może odpowiadać wnęce
naczyniowej. Wyniki uzyskane przez grupowanie KMeans i Expectation Maximization są
zbliżone. Posegmentowane obrazy wymagają dalszej klasyfikacji celem jednoznacznej
identyfikacji jej regionów, która może odbywać się już tylko na bazie cech geometrycznych,
np. region dysku optycznego zawsze ma kształty eliptyczne. Ze względu na specyfikę
klasyfikacji nienadzorowanej przypisane identyfikatory klas są losowe, zależne między
innymi od podziału początkowego.
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2009-2012 jako projekt badawczy”
Literatura
[1] Zhiding Yu a, Oscar C.Au a, RuobingZou b, WeiyuYu b, JingTian, An adaptive unsupervised approach
toward pixelc lustering andc olor image segmentation$, Pattern Recognition, 2012
[2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,
2005
[3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Misiuk-Hojło M., Wojciechowski K.: Ophthalmic diagnosis
based on multispectral imaging, Electrical Review, 2011
[4] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images
representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers
and Computer Scientists Vol I, (2012)
[5] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Redukcja wymiarowości sygnatury spektralnej
w problemie klasyfikacji zmian nowotworowych skóry, Sympozjum PZTE, Sandomierz 2012
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY
SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE KLASYFIKACJI ZMIAN
NOWOTWOROWYCH SKÓRY
Adam Świtoński1,2, Tomasz Błachowicz2, Aleksander Sieroń3, Konrad Wojciechowski1,2
1
Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,
2
Politechnika Śląska
3
Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet
Medyczny
Wstęp
Obraz wielospektralny zawiera dane widmowe dotyczące wszystkich jego pikseli w postaci
uporządkowanego zestawu kanałów spektralnych [1]. Najprostsza, pełna jego wizualizacja
powinna zawierać każdy kanał w postaci oddzielnego obrazu monochromatycznego jak
pokazano na Rys. 1. Taki sposób prezentacji jest jednak wysoce niewygodny dla człowieka.
215
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Manualna, jednoczesna analiza wszystkich kanałów, a tylko taka pozwoli na wychwycenie
związków pomiędzy składowymi widma jest praktycznie niemożliwa. Znając widma barw
podstawowych RGB lub na bazie zbioru treningowego sygnatur spektralnych [1] można
wyznaczyć tradycyjny obraz barwny [3]. Takie podejście całkowicie jednak eliminuje zysk
obrazowania wieloskteralnego w porównaniu z tradycyjnym obrazowaniem barwnym i jego
stosowanie w praktyce ma sens jedynie dla potrzeb szybkiego podglądu. Poza aspektami
manualnej inspekcji obrazów wielospektralnych istotny jest również aspekt związany
z opracowaniem metod automatycznego lub półautomatycznego przetwarzania
i rozpoznawania, na przykład na bazie technik uczenia maszynowego. Złożoność problemu
rośnie wraz ze wzrostem wymiarowości danych. Stąd wyznaczenie bezstratnej transformacji
do przestrzeni o mniejszej liczbie wymiarów ma istotne znaczenie z praktycznego punktu
widzenia. Istnienie tak zdefiniowanej niskowymiarowej przestrzeni jest możliwe, ze względu
na fakt, że niektóre spośród kanałów spektralnych mogą być silnie ze sobą skorelowane,
a inne zawierają jedynie nieinformatywny szum.
Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy endoskopowej diagnostyki zmian
nowotworowych [4]. Spodziewany wynik redukcji w szczególności powinien różnicować
regiony odpowiadająca obszarom zdrowym i patologicznym. W akwizycji wykorzystano
dedykowane
urządzenie
obrazowania
wielospektralnego
w
zastsosoaniach
endoskopowych [4] przy oświetleniu światłem białym oraz analogicznie jak w diagnostyce
fotodynamicznej, światłem niebieskim.
400
416
432
448
464
480
496
512
528
544
560
576
592
608
624
640
656
672
688
704
720
Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie tkanki skórnej z widocznym obszarem nowotworowym, światło białe
Metoda i wyniki
Klasyczną liniową techniką redukcji wymiarowości jest metoda analizy składowych
głównych (ang. PCA) [2]. Wyznacza ona nową bazę przestrzeni wektorowej na bazie
wektorów własnych macierzy kowariancji uporządkowanych na podstawie odpowiadających
wartości własnych. Tak skonstruowana przestrzeń wyznacza kolejne składowe w kierunkach
maksymalnej wariancji.
Rozszerzeniem metody PCA uwzględniającym nieliniową charakterystykę redukowanej
przestrzeni jest analiza składowych głównych w wersji jądrowej (ang. KernelPCA) [5].
Metoda ta składa się z dwóch kroków 1) nieliniowe przekształcenie do przestrzeni , w której
problem staje się liniowo separowlany 2) liniowa redukcja wymiarowości PCA. Okazuje się
jednak, że nie musimy znać dokładnej postaci przestrzeni
wystarczy nam jedynie
umiejętność wyznaczenia iloczynów skalarnych w , a te możemy przybliżyć korzystając z
funkcji jądrowych. Tak więc redukcja jest prowadzona na bazie wektorów i wartości
własnych, macierzy iloczynów skalarnych w . Kluczowym elementem jest tutaj dobór
216
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
funkcji jądrowej i jej parametrów, która to decyduje o postaci przestrzeni
w przeprowadzonych eksperymentach wybrano jądrową funkcję Gaussa i wielomianową.
Celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej
charakterystyki zastosowanego urządzenia obrazowania wielospektralanego [4]
przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych, analogicznie jak w [3]:
.
gdzie
and
gdzie
PCA
to przyjęta metryka przestrzeni spektralnej.
PCA, N1
PCA, N2
KernelPCA
KernelPCA, N2
Rys. 2. Wyniki redukcji wymiarowości sygnatur spektralnych obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: Kernel PCA –
redukcja KernelPCA z wykorzystaniem jądrowej funkcji wielomianowej, N1 – normalizacja N1, N2 –
normalizacja N2
Wyniki redukcji wymiarowości dla obrazu z Rys. 1 przedstawiono na Rys. 2. Obraz
kolorowy powstał poprzez wybór trzech pierwszych składowych głównych PCA i
KernelPCA, dalej traktowanych jako składowe modelu RGB. Uzyskana kolorystyka nie ma
oczywiście bezpośredniego przełożenia na rzeczywiste kolory przy tradycyjnym obrazowaniu
barwnym. Dla każdego z obrazów wyraźnie widoczny jest obszar nowotworowy
zlokalizowany w centralnym regionie obrazu, przy czym najlepszy kontrast udało się uzyskać
przy redukcji KernelPCA. Zachowane również zostały kontury region zainteresowań,
reprezentujące zakres obiektywu. Dodatkowo, w szczególności dla KernelPCA i normalizacji
N2, uwidocznione zostały wewnętrzne struktury obszarów nowotworowych, normalnie
niezauważalne dla oddzielnie analizowanych kanałów spektralnych.
Literatura
[1] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Nienadzorowana klasyfikacja wielospektralnych obrazów
dna oka., Sympozjum PZTE, Sandomierz 2012
[2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,
2005
[3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images
representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers
and Computer Scientists Vol I, (2012)
[4] Switonski A., Bieda R., Wojciechowski K, Multispectral imaging for supporting colonoscopy and
gastroscopy diagnosis, monograph Human-Computer Systems Interaction. Backgrounds and Applications
2, Spriger-Verlag, 2011
[5] Scholkopf B. , Smola A., Müller K. , Kernel principal component analysis, , Advances in Kernel Methods –
Support Vector Learning, 1999
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2009-2012 jako projekt badawczy”
217
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA
NA BAZIE SELEKCJI
CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU
Adam Świtoński1,2, Magdalena Stawarz2, Aleksander Sieroń3, Andrzej Polański1,2,
Konrad Wojciechowski1,2
1
Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,
2
Politechnika Śląska
3
Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet
Medyczny
Wstęp
Choroba Parkinsona to choroba zwyrodnieniowa ośrodkowego układu nerwowego,
powodowana przez niedobór dopaminy w tkankach istoty szarej. Skutkuje on między innymi
zaburzeniami ruchowymi, jak dla przykładu występowaniem drżenia spoczynkowego,
asymetrią ruchu, spowolnieniem wykonywania podstawowych czynności czy pojawianiem
się nieprawidłowości chodu. W chorobie Parkinsona stosowane jest zarówno leczenie
zachowawcze jak i inwazyjne. Podstawowym lekiem w farmakoterapii jest L-DOPA,
specjalny aminokwas, który po dotarciu do mózgu zamieniany jest w dopaminę. W przypadku
gdy terapia zachowawcza jest niewystarczająca, stosuję się stymulację prądową jądra
niskowzgórzowego, po wcześniejszym wszczepieniu odpowiedniego stymulatora w ramach
zabiegu neurochirurgicznego.
W podejściu klasycznym skuteczność leczenia oceniana jest przez lekarza specjalistę, który
na podstawie określonych czynności ruchowych wystawia notę w skali UPDRS. Rozwój
wielomodalnych technik pomiarowych ruchu postaci ludzkiej daje jednak nowe możliwości
do takiej oceny. W ramach pracy zaproponowane ocenę zastosowanego rodzaju leczenia w
chorobie Parkinsona na wybrane czynności ruchowe pacjenta, mierzone. na bazie
nadzorowanej selekcji charakterystycznych cech chodu z odpowiednio skonstruowaną miarą
oceny podzbioru cech.
Metoda i wyniki
W przeprowadzonych badaniach wybrano dwie czynności ruchowe: brany pod uwagę
podczas oceny wg skali UPDRS test stabilności postawy (ang. pull test) oraz typowy chód.
Pomiar ruchu przeprowadzono w laboratorium HML http://hm.pjwstk.pl Polsko-Japońskiej
Wyższej Szkoły Technik Komputerowych. W badaniach wzięło udział czterech pacjentów z
chorobą Parkinsona z wszczepionym stymulatorem. Dla każdego z nich pomiary powtórzono
w trzech wariantach. 1) bez terapii tj. z wyłączonym stymulatorem i bez wcześniej podanych
leków, 2) z włączonym stymulatorem, 3) z wcześniej podanymi lekami. Porównywano jednak
tylko różnice czynności ruchowych: z włączonym stymulatorem i bez terapii oraz z wcześniej
podanymi lekami i bez terapii. Do bezpośredniego oszacowania wpływu zastosowanej terapii
na badane czynności ruchowe wyznaczono współczynnik eval średniej odległości pomiędzy
wszystkimi danymi pomiarowym do średniej odległości wewnątrz klasowej:
218
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
gdzie C to zbiór rozpatrywanych klas, n to liczba wszystkich elementów zbioru, nc to liczba
elementów klasy c,
oznaczana iteracje po wszystkich elementach klasy c, natomiast
to metryka odległości pomiędzy elementami oraz .
W obliczeniach brano pod uwagę jedynie dane kinematyczne z zadanym modelem
szkieletowym, analogicznie jak w [1]. Dla sekwencji czasowych przeprowadzono ekstrakcję
cech w celu wyznaczenia odległościami pomiędzy sekwencjami pomiarowymi. Biorąc pod
uwagę wcześniej uzyskane wyniki w problemie identyfikacji chodu [1] oraz diagnostyki
nieprawidłowości chodu dla osób po endoplastyce stawu biodrowego [2] wybrano składowe
Fouriera. Ze względu na fakt, że część spośród tych składowych może zawierać jedynie
szum, przeprowadzono nadzorowaną, automatyczną selekcję cech. Ma ona za zadanie
wyznaczenie podzbioru współczynników Fouriera, który w największym stopniu będzie
różnicował zadane klasy czynności ruchowych. W przeszukiwaniu przestrzeni cech
zastosowano zachłanny algorytm wspinaczkowy oraz algorytm genetyczny [3]. Uzyskane
wyniki zaprezentowano w Tab. 1, gdzie podano wartość współczynnika eval dla optymalnego
wyszukanego podzbioru cech. Różnice w rozważanych klasach są znaczące, przy czym
wyraźnie większe dla przypadku włączonej stymulacji w porównaniu do sytuacji bez terapii,
niż dla przypadku podanych leków.
Tab 1. Wpływ stymulacji prądowej I terapii lekowej na wybrane aktywności ruchowe
Rodzaj czynności ruchowej Stymulacja włączona Podano leki
Typowy chód
9400%
5500%
Test stabilności postawy
1300%
850%
Przeszukiwanie przestrzeni cech bazujące na całych podzbiorach pozwala jedynie oszacować
wpływ cech najbardziej znaczących. Nie ma natomiast możliwości niezależnej oceny ruchu
każdego ze stawów osobno, celem wyznaczenia tych, na które zastosowana terapia miała
najbardziej istotny wpływ. W takim przypadku można wyznaczyć ranking cech, zagregowany
na poziomie współczynników Fouriera opisujących ruch każdego ze stawów. W Tab. 2
przedstawiono zagregowany ranking z oceną cech bazującą na entropii – miara InfoGain [3].
Uzyskane wyniki są zgodne z poprzednimi obserwacjami. Ponownie znacznie większe różnice
można zaobserwować dla przypadku włączonej stymulacji niż dla przypadku terapii lekowej.
Tab 2. Zagregowany ranking współczynników Fouriera z miarą InfoGain
Typowy chód
Stymulacja włączona
Rfoot
144
Lhumerus
133
Thorax
133
Rfemur
132
Lowerback 129
Lfoot
126
lhand
120
Upperback 118
Lfemur
115
Lshoulder
107
Lshoulder
98
Typowy chód
Podano leki
Lhand
131
Rfoot
112
Upperback 112
Rhand
108
Thorax
108
Rhumerus
104
Lowerback 100
Lfemur
100
Lshoulder
99
Rshoulder
92
Rfemur
89
Test stabilności
Stymulacja włączona
rhumerus
106
lfemur
88
lhumerus
85
lfoot
77
lhand
75
rhand
74
rfoot
74
lshoulder
55
rfemur
49
rtibia:
43
ltibia
32
219
Test stabilności
Podano leki
lfemur
70
lhumerus
52
rshoulder
50
lfoot
42
rfoot
43
rhand
42
rfemur
38
lshoulder
35
rhumerus
28
upperneck 27
head
26
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Praca sfinansowana ze środków Narodowego Centrum Nauki jako projekt badawczy o numerze UMO2011/01/B/ST6/06988.
Literatura
[1] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A.,
Human identification based on a kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011
[2] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A.,
Diagnosis of the motion pathologies based on a reduced kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011
[3] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,
2005.
WPŁYW ODDZIAŁYWANIA
WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH
NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW
Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister, Aleksander Sieroń
Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu
Śląskiego Uniwersytetu Medycznego w Katowicach
W badaniach eksperymentalnych i nielicznych badaniach klinicznych z ostatnich lat
wykazano, że pola elektromagnetyczne (o różnej częstotliwości i różnym natężeniu) mogą
wpływać na homeostazę tkanki kostnej. Większość dotychczasowych doniesień w tym
zakresie dotyczy oddziaływania wolnozmiennych pól elektromagnetycznych o niskich
częstotliwościach (5-50 Hz), które manifestuje się głównie stymulowaniem i nasileniem
procesu osteogenezy, co przejawia się m.in. przyspieszonym gojeniem się złamań,
hamowaniem rozwoju procesu osteoporozy, oraz zwiększeniem liczby włókien
kolagenowych w macierzy kostnej. W ciągu ostatnich lat pojawiły się jednak nieliczne
doniesienia naukowe, z których wynika, że pola elektromagnetyczne o określonych
częstotliwościach mogą modyfikować procesy przebudowy kości, zwłaszcza u młodych
osobników, wpływając bezpośrednio hamująco na osteoblastogenezę, a także pobudzać
powstawanie zmian osteolitycznych. Celem pracy była ocena wpływu pól:
elektromagnetycznego generowanego przez telefon komórkowy (f=900 MHz) i pola
elektrycznego o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kV/m) oraz równoczesnego
oddziaływania obu tych pól na nasilenie procesu obrotu kostnego u szczurów, poprzez
oznaczenie stężenie wapnia, fosforu oraz wskaźników kościotworzenia i kościoresorpcji w
surowicy.
Badania prowadzono na 40 samcach szczurów szczepu Wistar, w wieku 10-tygodni
i początkowej masie ciała wynoszącej 180±7,5 g w momencie rozpoczęcia eksperymentu.
W celu oceny wpływu pola elektromagnetycznego o częstotliwości 50 Hz generowanego
pomiędzy elektrodami układu zasilanego prądem zmiennym oraz pola elektromagnetycznego
o częstotliwości 900 MHz generowanego przez telefon komórkowy (model Nokia 5110)
szczury podzielono na 4 równoliczne grupy (po 10 osobników) poddawane długotrwałej
220
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ekspozycji na oddziaływanie pól elektromagnetycznych różniącej się fizycznymi parametrami
stosowanego pola i metodyką prowadzenia ekspozycji.
Szczury z grupy badanej B1(s) eksponowane były w zmiennym polu elektrycznym
o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kV/m), 22 h/dobę (z przerwą pomiędzy 800 a 1000)
przez kolejnych 28 dni. Szczury z grupy badanej B2 (s + m) eksponowane były w zmiennym
polu elektrycznym o identycznych jak w poprzedniej grupie parametrach (f=50 Hz,
E=10 kV/m) które także było generowane 22h/dobę przez 28 dni, a dodatkowo przez cały
okres trwania cyklu ekspozycji (28 dni) w ciągu 8 godzin dziennie co 1/2 h włączany był
telefon komórkowy Nokia 5110 pracujący w zakresie częstotliwości f=900 MHz który
każdorazowo emitował sygnał przez 15 s. Średnia gęstość mocy pola elektromagnetycznego
rejestrowana w czasie nawiązywania połączenia E1 wynosiła 85,3 µW/m2, natomiast średnia
gęstość mocy pola elektromagnetycznego rejestrowana w czasie nawiązanego połączenia E2
wynosiła 17,0 µW/m2. Szczury z grupy badanej grupy B3 (m) były eksponowane przez okres
28 kolejnych dni jedynie w polu elektromagnetycznym o częstotliwości 900 MHz
generowanym przez telefon komórkowy który włączał się podobnie jak w grupie B2 (s + m)
co 1/2 h w ciągu 8 godzin i emitował przez 15 s sygnał o identycznych jak w poprzedniej
grupie parametrach fizycznych. Szczury z grypy kontrolnej poddawane były przez okres 28
dni ekspozycji pozorowanej, w trakcie której przebywały w identycznych jak zwierzęta
badane
warunkach
środowiskowych,
z
wyłączeniem
oddziaływania
pola
elektromagnetycznego. Po okresie 2-dniowej adaptacji szczurom z wszystkich grup pobrano
krew z ogona (ok. 0,5 ml). Procedurę tę powtórzono po upływie 1 i 3 tygodni. Z pobranej
krwi, po odwirowaniu skrzepu uzyskiwano surowicę, którą zamrażano w temperaturze -20ºC.
Po zakończeniu eksperymentu próbki surowicy odmrażano i oznaczano w nich stężenia:
wskaźnika kościotworzenia -osteokalcyny (OC), wskaźników kościoresorpcji - N-końcowego
usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I (NTx) i pirydynoliny (PYD) oraz
stężenie wapnia i fosforu całkowitego. Po 28 dniach ekspozycji w polu elektromagnetycznym
o ustalonych dla poszczególnych grup zwierząt parametrach fizycznych (szczury z grupy
B1(s), B2 (s + m) i B3 (m) lub po 28 dniach ekspozycji pozorowanej (szczury z grupy
kontrolnej) zwierzęta usypiano za pomocą mieszaniny zawierającej ksylazynę (10 mg/kg ip)
z ketaminą (100 mg/kg ip), nastąpnie nakłuwano koniuszek lewej komory serca i pobierano
2 ml krwi. W uzyskanej surowicy oznaczano: stężenie OC, NTx i PYD oraz stężenia wapnia
i fosforu całkowitego. Oznaczenia stężenia wapnia i fosforu nieorganicznego w surowicy
krwi wykonano za pomocą metody kolorymetrycznej z użyciem testów diagnostycznych
firmy BioSystems (Calcium-MTB oraz Phosphorus). Natomiast stężenie osteokalcyny,
N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I i pirydynoliny
w surowicy krwi oznaczano za pomocą kolorymetrycznej metody immunoenzymatycznej
ELISA przy użyciu następujących testów: Rat-MID Osteocalcin EIA (firma
Immunodiagnosticsystems), Osteomark NTx Serum ELISA (firma Osteomark) oraz
MicroVue Serum PYD EIA Kit (firma Quidel).
W żadnej z grup szczurów eksponowanych w polu elektromagnetycznym nie wykazano
znamiennych różnic stężenia wapnia w surowicy krwi w porównaniu z grupą kontrolną.
Stężenie OC we wszystkich grupach szczurów ulegało zmniejszeniu w kolejnych tygodniach
cyklu ekspozycji w porównaniu do wartości wyjściowych. W surowicy krwi szczurów z grup
B1(s) i B2(s+m) wykazano znamiennie wyższe stężenia osteokalcyny, średnio odpowiednio: o
28,31% dla grupy B1(s) i 33,13 % dla grupy B2(s+m) po 1 tygodniu cyklu ekspozycji, o 21,63 %
dla grupy B1(s) i 8,48 % dla grupy B2(s+m) po 3 tygodniu cyklu ekspozycji oraz o 66,05 % dla
grupy B1(s) i 21,87 % dla grupy B2(s+m) po 4 tygodniu cyklu ekspozycji w porównaniu do
szczurów z grupy kontrolnej. U szczurów z grupy B3(m) eksponowanych w polu
elektromagnetycznym emitowanym przez telefon komórkowy znamiennie wyższe stężenie
221
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
osteokalcyny w surowicy krwi - średnio o 27,39% w porównaniu z grupą kontrolną,
obserwowano jedynie po 1 tygodniu cyklu ekspozycji. Stężenie NTx w grupie B3(m) i grupie
kontrolnej uległo zmniejszeniu w 3 tygodniu cyklu ekspozycji, natomiast w grupach B1(s)
i B2(s+m) wyraźnemu wzrostowi w porównaniu do wartości wyjściowych. Po 1 tygodniu cyklu
ekspozycji wykazano znamiennie wyższe stężenie NTx w surowicy szczurów grupy B3(m) średnio o 13,00 % w porównaniu do grupy kontrolnej, natomiast po 3 i 4 tygodniu cyklu
ekspozycji znamiennie wyższe stężenia tego markera stwierdzono we wszystkich grupach
zwierząt eksponowanych w polu, przy czym po 3 tygodniu cyklu wynosiły one odpowiednio
38,43 %, 43,41 % i 15,65 %, a po 4 tygodniach średnio 24,29% w porównaniu do grupy
kontrolnej. Z kolei stężenie pirydynoliny oznaczone w surowicy krwi po 4 tygodniach cyklu
ekspozycji w polu elektromagnetycznym było we wszystkich eksponowanych grupach
szczurów (B1(s), B2(s+m) i B3(m)) znamiennie wyższe odpowiednio o 17,08%, 29,20% i 26,75%
w porównaniu do grupy kontrolnej.
Na podstawie wykonanych badań wykazano, że 4-tygodniowa ekspozycja szczurów w polu
elektrycznym o parametrach sieciowych i polu elektromagnetycznym generowanym przez
telefon komórkowy oraz równoczesna ekspozycja w obu tych polach elektromagnetycznych
powoduje zwiększenie obrotu kostnego ocenianego poprzez wzrost stężenia osteokalcyny
oraz stężenia pirydynoliny i N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu
typu I w surowicy krwi tych zwierząt w warunkach oddziaływania pól elektromagnetycznych.
Stwierdzono także, że nasilenie procesów przebudowy kości zależne jest od parametrów
fizycznych pola elektromagnetycznego: częstotliwości (f) oraz gęstości mocy pola
elektromagnetycznego (E).
CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED
BY INDUCTION SHRINK FIT
Bohuš Ulrych1, Václav Kotlan1, Ivo Doležel2
1
University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering
Czech Republic
2
Czech Technical University, Faculty of Electrical Engineering
Czech Republic
The paper deals with the contact problem of the disk on a shaft fixed by the induction shrink
fit. The shaft of external radius rA2 is manufactured with an interference rAB with respect to
the internal radius rB1 of the disk (see Fig. 1). The radial pressure  f r existing at the place of
the contact allows transferring
 mechanical torque T    rA2  rB1  h f r f f , where h denotes the width of the disk
and f f is the coefficient of the dry friction steel – steel
 and (provided that the system rotates) power P  T  , where  stands for the angular
velocity of rotation.
Pressing of the disk on the shaft is considered thermoelastic. In other words, the disk is
222
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
inductively heated as long as its internal radius rB1 dilates thermoelastically by a value
rB1,T  rAB , then it is pushed on the shaft and cooled to its initial temperature.
before pressing
after pressing
h
rB2
rB1 rA2
A
B
B
rB1
rA2
rAB
disk
A
radial pressure
at the place
of contact
fr
fr
shaft
Fig. 1. Production of the shrink fit and overall situation in it
The aim of the paper is to present a complete numerical algorithm for solution of such a
contact problem respecting the deformations of both disk and shaft. The solution is carried out
in three following steps:
1. Mapping of the process of the thermoelastic dilatation of the disk by induction
heating (see Fig. 2). This task represents a triply coupled problem [1] characterized by an
interaction of periodical electromagnetic field, nonstationary temperature field and field of
thermoelastic displacements of the disk. As the physical parameters of both disk and shaft
are dependent on temperature, this interaction is nonlinear. The goal of this mapping is to
propose the parameters of the field current in the inductor such that the required dilatation
of the internal bore of the disk reaches a value rB1,T  rAB . This part of the solution
will be realized by own codes Agros2D and Hermes (based on the higher-order finite
element method) in the monolithic formulation. The implemented method is, moreover,
fully adaptive and the convergence of results is very fast.
2. Computation of the radial pressure f r for pressing the shaft and disk with
interference rAB . Here, first we have to determine the elastic dilatation rA2 of the
radius rA2 of the shaft and, similarly, the elastic dilatation rB1 of the internal radius rB1
of the disk. These dilatations are produced by the radial pressures  f r at the place of
contact of the disk and shaft and generally are functions of revolutions n producing the
centrifugal forces. The computations are performed using method regula falsi and the
result is the value of f r , for which rA2  rB1  rAB .
3. Check of the mechanical stress of the disk after its pressing on the shaft and cooling.
First, it is necessary to determine (using the algorithm described in the previous step) the
radial pressure  f r at rest (no revolutions). This value then serves for computing the
reduced stress  red (for example,  red,M by the von Mises hypothesis). For growing
revolutions, the effect of the centrifugal forces acting mainly in the disk, reduces the
danger of exceeding the maximum acceptable reduced stress.
The full version of the paper will contain the complete mathematical model and methodology
of its numerical solution. We calculated several examples, and the parameters of one of them
follow:
 Geometrical dimensions of the shaft and disk: rA2  0.1005 m, h  0.1 m, rB1  0.0095 m,
223
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
rB2  1 m, rAB  0.001 m.
Selected material parameters:   7.8  103 kg/m3, E  2.1  1011 N/m2 ,   0.3 .
Other parameters and their temperature dependences like, for example, electric
conductivity  , thermal conductivity  , specific heat capacity  cp and also
magnetization characteristic can be found in [1].
The distributions of the van Mises stress  red,M and radial displacement ur along the radius
r are depicted in Fig. 3. These results are also in a good agreement with a simplified
analytical solution.


10
8
7
6
I.
II.
6
u r (10–4 m)
inductors
8
2
 red,M (10 N/m )
8
5
4
4
3
2
2
1
disk
Fig. 2. Induction heating of the disk
0
0
0.2
0.4
0.6 r (m) 0.8
1.0
Fig. 3. Resultant dependence of the van Mises stress  red,M
(graph I) and radial displacement ur (graph II) on the radius
for the given parameters of computation
Acknowledgment
This work was financially supported by the Grant project GACR P102/11/0498 and project
SGS-2012-039 (University of West Bohemia).
References
[1] V. Kotlan, P. Karban, B. Ulrych, I. Doležel, P. Kůs: Hard-Coupled Modeling of Induction Shrink Fit of
Gas-Turbine Active Wheel. Proc. ISTET'11, Klagenfurt, Austria, July 2011, pp. 173–178.
ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS
IN CORELESS STATOR AXIAL FLUX PERMANENT
MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES
Peter Virtič1
1
University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,
Nowadays, the use of coreless stator axial flux permanent magnet synchronous machines
(AFPMSM) is increasing. Due to the relatively large weights of these generators there is a
224
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
tendency towards the implementation of generators as lightweight as possible. In this work,
the influence of rotor disk thickness on double rotor AFPMSM characteristics is investigated.
For the analysis the existing prototype AFPMSM was chosen. 3D numerical model of
AFPMSM was built and magnetic field distribution was calculated by using finite element
method with Ansys software package. In order to select as thin as possible but still
appropriate thickness of rotor disks the AFPMSM characteristics based on magnetic field
distributions were calculated. Fig. 1 presents the topology of double sided coreless stator
AFPMSM.
p
dm
ro
ROTOR
STATOR
ROTOR
ds
dm
t
m
t
ri
2t
dag
dFe
dag
dFe
Fig. 1. Topology of double sided coreless stator AFPMSM.
Influence of rotor thickness on static characteristics of AFPMSM
An important advantage of AFPMSM with external rotor topology and surface mounted
permanent magnets (PMs) is that magnetic flux density variations in iron rotor discs can be
assumed as negligible and therefore eddy currents and rotor losses can be neglected. For this
reason ordinary structural steel formed into disc shape instead of ferrites, metallic powder or
laminated steel can be used.
Fig. 2 presents the electromotive force (EMF) according to displacement and rotor thickness.
Fig. 3 shows the distribution of the normal component of magnetic flux density due to the
PMs along half the length of the circle corresponding to the middle radius of PMs and to the
position, which is one quarter of the stator thickness away from the air gap edge. The
comparisons between EMF waveforms in Fig. 2 show the maximum magnitude at rotor disc
thickness of 11,6 mm, which is a maximum rotor disc thickness in the proposed analysis.
Moreover, the minimum thickness of the rotor disc, which is still suitable to avoid the sharp
deterioration of AFPMSM characteristics, is determined as well.
From the results in Fig. 2 it can be seen that between 5 mm and 7 mm thick rotor disc a small
difference in EMF waveform magnitude exists. On the other hand, there is practically no
difference in the EMF waveform magnitude when using the rotor disc thickness of 7 mm or
11,6 mm. On the basis of EMF waveform magnitude for the rotor disc thickness of 3 mm it
can be concluded that from the magnetic point of view rotor disc should not be thinner than 5
mm, but it is preferred to be 7 mm. From the mechanical point of view a new problem arises
due to the large attractive forces between both rotor discs. These forces deform rotor disc. In
the future work it should be verified the bending of the rotor discs at different rotor disc
thicknesses.
Normal component of magnetic flux density (Fig. 3) confirms the conclusions based on the
results in Fig. 2, because there is practically no difference between magnetic flux density
magnitudes calculated at 7 mm and 11,6 mm of rotor disc thickness.
225
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Phase 1 (dFe=1mm)
Phase 2 (dFe=1mm)
Phase 3 (dFe=1mm)
Phase 1 (dFe=3mm)
Phase 2 (dFe=3mm)
50
Phase 2 (dFe=7mm)
Phase 3 (dFe=7mm)
Phase 1 (dFe=11,6mm)
Phase 2 (dFe=11,6mm)
Phase 3 (dFe=11,6mm)
Phase 3 (dFe=3mm)
Phase 1 (dFe=5mm)
Phase 2 (dFe=5mm)
Phase 3 (dFe=5mm)
Phase 1 (dFe=7mm)
40
EMF (V)
30
20
10
0
10
0
20
30
50
40
60
70
-10
-20
-30
- 40
-50
Winding:
N=2x50
I=0A
Swire=1,23mm
wire=1,25mm
ds=15mm
dt=20mm
t=30°
80
Permanent magnets:
Br=1,22T
ri=80mm
ro=150mm
dm=5mm
p=5
Displacement (°)
Fig. 2. Electromotive force according to displacement and rotor disc thickness
Bz (T)
dFe=3 mm
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
-0,1 0
-0,2
-0,3
-0,4
-0,5
20
dFe=5 mm
40
60
dFe=7 mm
80
100
120
Circumferential coordinate (°)
dFe=11,6 mm
140
160
Winding:
N=2x50
I=0A
Swire=1,23mm
wire=1,25mm
ds=15mm
dt=20mm
t=30°
180
Permanent magnets:
Br=1,22T
ri=80mm
ro=150mm
dm=5mm
p=5
Fig. 3. Normal flux density distribution due to the PMs according to circumferential coordinate
MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ
URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH
Andrzej Wac-Włodarczyk1, Andrzej Kaczor2, Radosław Michałek2
1
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii
2
Urząd Komunikacji Elektronicznej Delegatura w Lublinie,
Wstęp
Współczesny rozwój elektroniki, a w szczególności systemów telekomunikacyjnych
wymusza zwiększone zapotrzebowanie na widmo radiowe. Nie sposób sobie dzisiaj
226
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
wyobrazić urządzenia bez połączenia radiowego, a każdy z nas korzysta z takich urządzeń
rozmawiając przez telefon komórkowy, używając Internetu, oglądając telewizję, słuchając
radia czy nawet otwierając samochód za pomocą pilota. Widmo radiowe jest zasobem
skończonym, zatem większa liczba urządzeń radiowych wymusza stosowanie technologii,
które bardziej ekonomicznie wykorzystują zasoby radiowe. Jednocześnie zwiększa się
również prawdopodobieństwo, że urządzenia te będą zakłócały wzajemnie swoją pracę.
W Polsce organem odpowiedzialnym za gospodarkę zasobami częstotliwości jest m.in. Prezes
Urzędu Komunikacji Elektronicznej UKE [1]. On wydaje pozwolenia na używanie urządzeń
radiowych, monitoruje podstawowe parametry tych urządzeń i sygnałów przez nie
nadawanych, sprawdza zajętość kanałów radiowych, umiejscawia urządzenia pracujące bez
wymaganego prawem pozwolenia oraz lokalizuje szkodliwe zaburzenia elektromagnetyczne.
Do zadań tych wykorzystuje specjalistyczny i nowoczesny sprzęt pomiarowy taki jak
Ruchoma Stacja Pomiarowa RSP.
Wyposażenie Ruchomej Stacji Pomiarowej
Ruchoma Stacja Pomiarowa wykonana jest na bazie samochodu Mercedes Benz Sprinter
C316 (istnieją 3 wersje RSP nieznacznie różniące się). Kabina samochodu jest podwyższona
aby osoba mogła stać wewnątrz samochodu. Samochód posiada napęd na cztery koła wraz z
blokadą mechanizmu różnicowego oraz wyciągarkę elektryczną montowaną z przodu
pojazdu. W jego kabinie zamontowane jest ogrzewanie postojowe oraz dodatkowy
klimatyzator elektryczny, który znajduje się na dachu samochodu.
Zasilanie elektryczne urządzeń realizowane jest przez dwa zestawy akumulatorów. Pierwszy
o napięciu 12 V znajdujący się w standardowym wyposażeniu samochodu zasila dodatkowo
klimatyzator oraz układ rozruchowy agregatu. Zestaw drugi 24 V (akumulatory żelowe) służy
do bezpośredniego zasilania urządzeń typu GPS, napędu masztu, lub poprzez przetwornicę
napięcia =24 V/~230 V dla pozostałych urządzeń. Przetwornica napięcia służy jednocześnie
do ładowania akumulatorów 24 V z zewnętrznych źródeł zasilania 230 V (agregat, sieć
energetyczna). Akumulatory 24 V są również doładowywane z alternatora dodatkowego
zamontowanego przy silniku samochodu. W celu bezprzerwowego zasilania urządzeń
z przetwornicy 24 V/230 V zamontowano dodatkowy UPS. Proces pracy akumulatorów 24 V
nadzorowany jest przez elektroniczny sterownik i wystarcza na kilka godzin pracy urządzeń.
Stacja pomiarowa wyposażona jest w maszt rozkładany elektrycznie oraz montowany na nim
system rotatorów (azymutu i polaryzacji). Całość pozwala na zainstalowanie anten
pomiarowych i podniesienie ich do poziomu określonego przez normy 10 m n.p.t. Antena
służąca do namierzania sygnałów przez radionamiernik w zakresie od 20 MHz do 1300 MHz
zainstalowana jest na stałe (jako jedyna) na dachu samochodu. Sygnał z toru antenowego
komutowany jest do odbiornika pomiarowego, dodatkowego gniazda lub tunera TV.
Większość urządzeń pomiarowych zlokalizowano w przedniej części samochodu w szafie
typu RACK.
Stacja posiada odbiornik pomiarowy ESMB wraz ze skanerem częstotliwości ESMBDS firmy
Rohde&Schwarz. Do pomiaru można używać jedną z anten: bikonalno-logoperiodyczną
VULB9165 SCHWARZBECK (20 MHz – 1500 MHz), logoperiodyczną HL033 R&S (80
MHz – 1300 MHz) lub logoperiodyczną HL040 R&S (400 MHz – 3000 MHz). W celu
namierzania sygnałów radiowych wykorzystywany jest procesor radionamiernika EBD195
R&S wraz z antenami ADD195 R&S (20 MHz – 1300 MHz) oraz ADD071 R&S (1300 MHz
– 3000 MHz).
227
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Rys. 1. Ruchoma Stacja Pomiarowa UKE oraz urządzenia w niej zainstalowane
System pomiarowy sterowany jest przez komputer stacjonarny oraz specjalistyczne
oprogramowanie utworzone na potrzeby UKE przez firmę KenBIT. Z większości urządzeń
można również korzystać bez włączonego komputera – jednak ich funkcjonalność jest
ograniczona.
Parametry monitoringu widma radiowego
Urządzenia znajdujące się w standardowym wyposażeniu RSP pozwalają wykonywać
pomiary w zakresie częstotliwości od 20 MHz do 3000 MHz. Podstawową funkcją RSP jest
pomiar natężenia pól elektromagnetycznych wraz z pomiarem dewiacji sygnałów
zmodulowanych FM i głębokości modulacji sygnałów AM. Pomiary te można wykonywać
w sposób zorganizowany, wcześniej zdefiniowany lub doraźny. Oprogramowanie
automatycznie ustawia parametry odbiornika, ustawi azymut i polaryzację anten, a dane
zapisuje w bazie. Dane można wydrukować w formie raportu/protokołu. Przekroczenia
zadanych wartości automatycznie zostaną zasygnalizowane. Pomiary mogą być wykonywane
zgodnie z zaleceniami ITU-R [2]. Drugą funkcją RSP jest monitoring zajętości
kanałów/częstotliwości i ich skanowanie w poszukiwaniu emisji. Zainstalowany moduł
skanera w odbiorniku umożliwia szybkie skanowanie częstotliwości, a oprogramowanie
pozwala raportować dane i rejestrować dźwięk. Skanowanie częstotliwości może być
wcześniej zdefiniowane lub doraźne. Trzecią ważną funkcją jest namierzanie sygnałów
radiowych. Można je realizować w trzech trybach: stacjonarnym – pomiary wykonywane są
podczas postoju w kilku punktach a następnie obliczana jest lokalizacja źródła sygnału
radiowego; synchronicznym – kilka stacji w różnych lokalizacjach połączonych jest w sieć
poprzez modem, a następnie wykonywane są pomiary w tym samym czasie. Lokalizacja jest
obliczana na podstawie danych z kilku stacji RSP; w ruchu (tylko do częstotliwości 1300
MHz) – samochód jadąc cały czas wykonuje namiary źródła sygnału radiowego, a następnie
korzystając z zaszytych w oprogramowaniu algorytmów oblicza przybliżoną jego lokalizację
[3]. Tryb namierzania z dużym powodzeniem stosuje się do namierzania nielegalnych emisji
radiowych oraz lokalizowania źródeł szkodliwych zaburzeń elektromagnetycznych –
pochodzących również od urządzeń innych niż radiowe nadawcze.
Wnioski
W celu prowadzenia poprawnej gospodarki zasobami częstotliwości wymagany jest ciągły ich
monitoring. Współczesne systemy łączności wymuszają stosowanie nowoczesnych technik
monitoringu i pomiarów. Zaprezentowana RSP do takich urządzeń należy, jednak UKE
w chwili obecnej realizuje montaż kilkunastu stacjonarnych stacji monitoringu sygnałów
228
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
radiowych i ich namierzania. Docelowo przedstawiony system RSP oraz urządzenia
stacjonarne będą pracowały w jednej sieci współpracując ze sobą.
Literatura
[1] Rozporządzenie Rady Ministrów z dnia 29 czerwca 2005 r. w sprawie Krajowej Tablicy Przeznaczeń
Częstotliwości (Dz. U. z 2005 r. Nr 134, poz. 1127 z późn. zm.);
[2] Spectrum Monitoring Handbook Edition 2002;
[3] Woźniak M., Wykorzystanie Ruchomych Stacji Pomiarowych w procesie monitorowania i lokalizacji
sygnałów radiowych, Pomiary Automatyka Kontrola, Nr 07/2009, s. 418-421.
OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ
ELEKTROMAGNETYCZNYCH SPAWARKI INWERTOROWEJ
Andrzej Wac-Włodarczyk1, Paweł A. Mazurek1, 2Piotr Filipek, 2Sebastian Serwin,
3
Konrad Zygmunt, 3Rafał Włosek, 3Andrzej Mazur,
Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła3, Grzegorz Masłowski3
1
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska
Katedra Napędów i Maszyn Elektrycznych, Politechnika Lubelska
3
Koło Naukowe Elmecol, Politechnika Lubelska
Z roku na rok wzrasta liczba urządzeń emitujących fale elektromagnetyczne. Ich
promieniowanie powstaje w trakcie pracy każdego urządzenia elektrycznego lub
elektronicznego. Najczęściej emisja identyfikowana jest z urządzeniami i technologiami
powiązanymi z telekomunikacją, radiem i telewizją, systemami łączności teleinformatycznej i
energetyką. Osoby które obsługują urządzenia elektryczne nie zawsze są świadome
generowania przez nie fal EM, a najczęściej nie zdają sobie nawet sprawy z zakłóceniowych
skutków oddziaływania na środowisko. Przykładowo, do niezamierzonej emisji zaburzeń
elektromagnetycznych dochodzi podczas spawania elektrycznego lub pracy innych urządzeń
wyładowczych, np. reaktorów plazmowych [2,3,5].
Generowane zaburzenia elektromagnetyczne propagują do lokalnego środowiska lub do
zakłócanych obiektów poprzez przewodzenie lub/i promieniowanie. Umownie przyjęto, że
granicą częstotliwości jest 30MHz, poniżej której zaburzenia propagują w sposób
przewodzony, zaś powyżej dominuje emisja promieniowana [2,3].
Artykuł dotyczy analizy zaburzeń elektromagnetycznych generowanych poprzez przewody
zasilające spawarkę inwertorową. Spawarka została zbudowana samodzielnie jako część
praktyczna magisterskiej pracy dyplomowej obronionej na Politechnice Lubelskiej w 2011 r. [4].
Spawarki inwertorowe są produktami technologicznie zaawansowanymi przeznaczonymi do
spawania łukowego elektrodą otuloną (metoda MMA – Manual Metal Arc). Są one nową
generacją spawarek beztransformatorowych, generujących niezbędne wartości prądowe za
pomocą układów energoelektronicznych. Cechują je niewielkie gabaryty, mała waga,
oszczędność poboru energii, znaczna sprawność energetyczna, szeroki zakres zastosowania,
229
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
bardzo dobre efekty spawania i znaczna mobilność transportowa. Zdjęcia testowanej spawarki
oraz jej schemat blokowy prezentują poniższe rysunki i fotografie.
Rys. 1. Badana spawarka inwertorowa
Rys. 2. Schemat blokowy spawarki [4] oraz widok stanowiska pomiarowego z siecią sztuczną
Metoda spawania MMA, charakteryzuje się tym, że wykorzystuje elektrodę otuloną,
składającą się z metalowego rdzenia oraz sprasowanej osłony - otuliny, pokrywającej rdzeń.
Istotą spawania metodą MMA jest wytworzenie łuku elektrycznego między końcem
elektrody, a materiałem spawanym. Elektroda topi się i krople stopionego metalu elektrody
przenoszone są poprzez łuk do płynnego jeziorka spawanego metalu, tworząc po ostygnięciu
spoinę. Podstawową różnicą w stosunku do innych metod spawania jest to, że w metodzie
MMA elektroda ulega skróceniu. W metodzie TIG oraz MIG/MAG długość elektrody
pozostaje przez cały czas niezmieniona i odległość pomiędzy uchwytem a elementem
spawanym jest stała. W metodzie MMA, aby utrzymać stałą odległość pomiędzy elektrodą
a jeziorkiem spawalniczym, uchwyt elektrody musi być przez cały czas przesuwany w
kierunku spawanego elementu co powoduje, że umiejętności spawacza odgrywają szczególną
rolę. Jeśli ich brakuje, wówczas łuk jest niestabilny, impedancja łuku elektrycznego jest silnie
nieliniowa, niejednorodnie jonizuje się przestrzeń międzyelektrodowa, a propagacja zaburzeń
ma charakter niezdeterminowany. Ponieważ analiza wpływu miejsca spawania, jego
parametrów elektrycznych i geometrii na propagację zaburzeń jest skomplikowana, miejsce
rozważań teoretycznych zajmują przeważnie badania doświadczalne.
Pomiar emitowanych zaburzeń przez spawarkę musi być wykonywany zgodnie
z wymaganiami dyrektywy EMC [1] oraz normami technicznymi. W tym celu złożono dwa
układy pomiarowe, w każdym przeprowadzając dwa testy. Jeden realizowano w trakcie
spawania (stan pracy), a drugi test dotyczył stanu jałowego (stan czuwania). W celu
odniesienia, zaprezentowano dodatkowo na wspólnym rysunku wartość tła
elektromagnetycznego przy odłączonej spawarce. W pierwszym układzie pomiarowym,
wykorzystującym jednofazową sieć sztuczna Schaffner NNB 41C oraz odbiornik pomiarowy
230
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
ESCI3 firmy Rodhe Schwarz określono przewodzone zaburzenia w przewodach w zakresie
9kHz – 30MHz. Uzyskane wartości dla przewodu fazowego L zaprezentowano na rys. 3.
Pomiar zaburzenia na L1
Tło - stan jałowy - spawanie
Rys.3. Zaburzenia elektromagnetyczne generowane przez testowaną spawarkę w zakresie 9kHz-30MHz,
pomiary realizowane detektorem wartości średniej AV
W drugim układzie zastosowano cęgi absorpcyjne AMZ 41C firmy Schaffner z odbiornikiem
pomiarowym ESCI3, dzięki czemu możliwe było określenie mocy zaburzeń
wypromieniowywanych przez przewody zasilające spawarkę w zakresie 30-300MHz.
Uzyskane wyniki zaprezentowano na poniższym rysunku czwartym.
Rys.4. Moc zaburzeń elektromagnetycznych generowanych przez spawarkę w zakresie 30-300MHz, pomiary
realizowane detektorem wartości średniej AV
Uzyskane wyniki są jednoznaczne. Badana spawarka inwertorowa generuje bardzo duże
zaburzenia elektromagnetyczne w obydwu wspomnianych zakresach częstotliwości. Normy
przekroczone zostały nawet w stanie jałowym obiektu. Wykazane wartości poziomów
zaburzeń stwarzają problemy, które przed praktycznym wykorzystywaniem spawarki
powinny być rozwiązane poprzez dalszą modernizację badanego obiektu, np. poprzez
zastosowanie lepszego filtra EMC jak również ekranowania urządzenia. Tym bardziej, że
przeprowadzone analizy zaburzeń promieniowanych w zakresie 30MHz-1GHz tej samej
spawarki [6] również wykazały przekroczenia dopuszczalnych limitów. W zakresie badań
231
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
EMC obiektów i instalacji również testy odporności elektromagnetycznej. W przypadku
opisywanej spawarki testy dały pozytywne rezultaty.
Literatura
[1] Dyrektywa unijna 2004/108/EC.
[2] Mazurek P. A., Zaburzenia promieniowane reaktora plazmowego typu GlidArc, Przegląd
Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 87 NR 12b/2011, str. 121-124.
[3] Mazurek P. A., Laboratorium podstaw kompatybilności elektromagnetycznej, ISBN 978-83-62596-02-7,
Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin 2010.
[4] Serwin S., Projekt, badanie i wykonanie spawarki inwertorowej, praca magisterska, Katedra Napędów i
Maszyn Elektrycznych, Politechnika Lubelska, 2011.
[5] Stryczewska H. D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo
Politechniki Lubelskiej, Lublin 2009.
[6] Zygmunt K., Włosek R., Mazur A., Wrótniak K., Masłowski G., Mazurek P.A., Badanie EMC spawarki
inwertorowej, II Sympozjum Naukowe Elektryków i Informatyków, Wydział Elektrotechniki i Informatyki,
Politechnika Lubelska 2012.
ZASTOSOWANIE NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI
WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ
W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH
AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI
Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii
Zastosowanie automatów klasyfikujących obiekty wielowymiarowe, wymaga przygotowania
różnych systemów identyfikacji wzorców. Każdy proces rozpoznawania obiektu wymaga
podjęcia działań wstępnych. Zadaniem ich jest przetworzenie szczególnej, wzorcowej grupy
danych. W taki sposób wyodrębniane są fizyczne, typowe różnice między wybranymi
obiektami - długość, szerokość, liczba cech szczególnych. Złożoność badanej przestrzeni
komplikuje proces oceny. Jego zaś zautomatyzowanie lub uproszczenie wymusza
zdefiniowanie funkcji, której zadaniem jest analiza cech. Zadanie sprowadzane jest do
określenia funkcji celu. Badania nieniszczące są działaniami pomiarowymi. Ich interpretacja
należy do trudniejszych procesów kontrolnych w technice [1, 2, 3].
W artykule podjęto tematykę zastosowania i oceny numerycznego wzorca dla klasyfikatorów
nieparametrycznych. Aplikację związano z funkcją gęstości powstałą z analizy danych
różnicowej histerezy dynamicznej, identyfikowaną na równania podstawie (1), gdzie up(t)
jest napięciem nierównowagi mostka (Rys. 1) [4, 5]. We wzorze (1) Ψ1 oraz Ψ3 oznaczają
strumienie skojarzone z cewkami, w prześwitach których (Rys. 2) umieszczono cylindryczną
próbkę (3) i wzorzec (4) [6].
up  
d1  3 
dt
232
(1)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
R1
L2
u1
M
u2
R2
u3
R3
up
R4
u4
LM
M
i3
L4
M1
L3
M2
↑
L1
i1
iźr(t)
↑
e(t)
Rys. 1. Schemat układu pomiarowego
Rys. 2. Model numeryczny (Flux 3D)
Dane podlegające ocenie pochodzą z numerycznego modelu systemu (Rys. 2). Przeznaczony
jest on do wykonywania bardzo konkretnego zadania klasyfikacyjnego, dla wad
wprowadzonych w obszarze nieliniowej próbki (3). Sprzężenie z obwodem, pozwala na
akwizycję danych z analizy napięcia nierównowagi mostka (Rys. 1). Pozostałe elementy
systemu służą do: rejestracji danych, przetworzenia zbioru danych, jego segmentacji,
oddzielenia od siebie powtarzających się obiektów podobnych, identyfikacji, (czyli ekstrakcji
cech szczególnych), klasyfikacji (Rys. 3). Ta przyporządkowuje informacje do tych z bazy
wiedzy, na podstawie kryterium podobieństwa [1, 6].
Projektowanie automatycznych klasyfikatorów związane jest z technikami tworzenia
wzorców. Zaproponowano w pracy system numeryczny pozwoli zweryfikować hipotezę
o możliwości tworzenia zbioru cech wzorcowych nawet w przypadku gdy nie ma
wystarczającej porcji fizycznych danych uczących. Jeżeli model podstawowy można
przypisać porcji danych, to badany obiekt da się przyporządkować do wybranej klasy.
W badaniach fizycznych do identyfikacji posiadamy tylko fragment dziedziny danych.
Typowe wady tworzą nieregularne pęknięcia, wtrącenia często podpowierzchniowe. Stąd też
próba dyskusji nad wzorcowaniem cech za pomocą systemu numerycznego [2].
Rys. 3. Statyczna funkcja gęstości oraz lokalizacja cech szczególnych
Metody nieparametryczne klasyfikacji automatycznej są wygodnym narzędziem w ocenie
wyników. W pracy szczegółowo ocenione zostaną aspekty doboru cech wektora wzorcowego.
Wzorcowane numerycznie klasy analiz określają grupę prawdopodobieństwa obiektu.
Ocenione zostaną cechy w postaci lokalizacji i wartości ekstremów (Rys. 3), typowe dla
wielowymiarowych analiz z większą liczbą grup. Tak postawiony cel pozwoli na poszerzenie
zakresu interpretacji w definiowania postaci, lokalizacji i rozmiarów wady.
233
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Autorzy artykułu wskazują na możliwość podjęcia prac weryfikujących, opracowanych
wcześniej klasyfikatorów neuronowych. Badanie modelu numerycznego pozwoli ocenić
możliwości wdrożenia automatycznego klasyfikatora z bazą wiedzy, otrzymaną na podstawie
matematycznego wzorca, w interpretacji danych urządzenia defektoskopowego.
Literatura
Cichosz P., Systemy uczące się. Wydawnictwo Naukowo-Techniczne, Warszawa 2000.1
Hemion G., The Classification of Knots and 3-Dimensional Spaces, Oxford University Press 1992.
Mayergoyz I. D., Mathematical Models of Hysteresis, Springer-Verlag, Berlin 2002.
Wac-Włodarczyk A., Goleman R., Giżewski T.: The experimental identification of the Preisach differential
surface in the arrangement of AC bridge, Przegląd Elektrotechniczny, 12/2010.
[5] Wac-Włodarczyk A., Goleman R., Giżewski T.: The methodology of magnetic materials classification,
Przegląd Elektrotechniczny 03/2011.
[6] Weinberger S., The Topological Classification of Stratified Spaces, Lectures in Mathematics, University of
Chicago 1995.
[1]
[2]
[3]
[4]
ZASTOSOWANIE EIS
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH
DRUTÓW STOSOWANYCH
NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE
Witold Walke1, Joanna Przondziono2
1
Politechnika Śląska
Wydział Inżynierii Biomedycznej, Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów
Medycznych
2
Wydział Inżynierii Materiałowej i Metalurgii, Katedra Technologii Materiałów
Wstęp
Prowadniki kardiologiczne używane są m.in. w zabiegach elektroterapii serca oraz
kardiologii inwazyjnej, m.in. podczas implantacji stentów naczyniowych. Stąd też, wyroby te
mają bezpośredni kontakt z krwią. Krew jest tkanką szczególną, różniącą się pod wieloma
względami od pozostałych tkanek. Duża ilość składników niekomórkowych (woda
z rozpuszczonymi substancjami – osocze), stanowiących ponad połowę jej objętości,
upodabnia krew do tkanki łącznej. Jednak struktura wyspecjalizowanych komórek krwi
(zwłaszcza czerwonych) jest całkiem odmienna. Podstawowym problemem związanym
z zastosowaniem stalowych prowadników jest powstawanie na ich powierzchni
mikrozakrzepów. Jest to spowodowane aktywnością hemostatyczną materiałów metalowych.
Geneza ich powstawania jest procesem skomplikowanym chemicznie – poprzedza go seria
złożonych reakcji. W pierwszym etapie zaraz po zetknięciu się przepływającej krwi z obcą
powierzchnią następuje szybka adsorpcja białek osocza – tzw. efekt Vromana. W dalszej
kolejności do zaadsorbowanych na powierzchni białek następuje adhezja płytek krwi,
234
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
leukocytów i erytrocytów. Tak przygotowana powierzchnia staje się miejscem adsorpcji
i aktywacji protrombiny i innych osoczowych czynników krzepnięcia. Zaburzenie stosunku
składników aktywujących, proces krzepnięcia i fibrynolizy prowadzi w konsekwencji do
wytworzenia włóknika. Hemokompatybilność materiałów z krwią jest związana z ich
elektrycznym potencjałem, odpornością na korozję oraz czystością chemiczną. Większość
składników krwi jest elektroujemna. Wynika z tego, że materiały o potencjale
elektrododatnim mogą powodować zakrzepy. Dlatego też w pracy przeprowadzono badania
mające na celu wytypowanie odpowiedniej obróbki powierzchniowej stali typu 18-8, która
zapewni odpowiedną biotolerancję i będzie stanowić skuteczną barierę zabezpieczającą
prowadnik kardiologiczny przed oddziaływaniem krwi.
Materiał i metoda
Do badań wykorzystano próbki ze stali X10CrNi18-8 w postaci przesyconej walcówki
o średnicy d0 = 5,6 mm, która została poddana procesowi ciągnienia do średnicy d1 = 1,5 mm.
Odkształcenie w procesie ciągnienia wyrażone w mierze logarytmicznej wynosiło
d = 2,64. Zarówno skład chemiczny, jak i struktura stali była zgodna z zaleceniami normy
ISO. Następnie różnicowano sposób przygotowania powierzchni poprzez zastosowanie
obróbki mechanicznej – szlifowania (Ra = 0,40 m), polerowania elektrochemicznego
(Ra = 0,12 m) oraz pasywacji chemicznej (Ra = 0,12 m). Badania chropowatości
powierzchni zostały przeprowadzone z wykorzystaniem metody liniowego mechanicznego
pomiaru stykowego przy użyciu profilometru SURTRONIC 3+ firmy Taylor/Hobson. Pomiar
przeprowadzono na odcinkach o długości l = 0,8 mm z dokładnością ± 0,02 m. Następnie, w
celu zasymulowania warunków występujących w środowisku krwi, próbki poddawano
ekspozycji w sztucznym osoczu o temperaturze T = 37±1oC przez 8 godzin. W dalszej
kolejności próbki odzwierciedlające kolejne etapy przygotowania powierzchni w stanie
wyjściowym i po ekspozycji poddano badaniom impedancyjnym. Pomiary przeprowadzono z
wykorzystaniem systemu pomiarowego Auto Lab PGSTAT 302N wyposażonego w moduł
FRA2 (Frequency Response Analyser). Zastosowany układ pomiarowy umożliwił
prowadzenie badań w zakresie częstotliwości 104 ÷ 10-3Hz. W badaniach wyznaczono
impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane pomiarowe do układu zastępczego.
Na tej podstawie wyznaczono wartości liczbowe oporności i pojemności analizowanych
układów. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono w postaci wykresów
Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci wykresów Bode. Badania
przeprowadzono w sztucznym w temperaturze T = 37 ± 1 C, a pH = 7,0 ± 0,2.
Wyniki badań
Badania EIS umożliwiły scharakteryzowanie impedancji granicy faz: materiał – warstwa
pasywna (wytworzona podczas pasywacji lub po ekspozycji) – roztwór, na drodze
aproksymacji danych impedancyjnych za pomocą modelu elektrycznego obwodu
zastępczego. Przeprowadzona analiza pozwoliła na wyznaczenie widm impedancyjnych
badanego układu i dopasowanie danych do układu zastępczego zbudowanego z równoległego
układu elementu stałofazowego CPE połączonego z oporem przejścia jonów Rct
i resztkowego oporu Rs przy wysokich częstotliwościach przypisanego omowemu oporowi
sztucznego osocza. Wyznaczone wartości admitancji (Z-1) oraz współczynnika n dla próbek 8.
godzinnej po ekspozycji w sztucznym osoczu wykazały, że warstwa pasywna wytworzona w
procesie pasywacji niezależnie od umocnienia stali nie uległa zniszczeniu. Zaobserwowano
jedynie zmniejszenie wartości oporu przejścia jonów Rct. Podsumowując, na podstawie
przeprowadzonych badań elektrochemicznych, stwierdzono korzystny wpływ procesu
235
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
pasywacji na odporność korozyjną stali X10CrNi18-8. Ekspozycja w roztworze symulującym
środowisko układu krwionośnego człowieka (sztuczne osocze) przez 8 godzin nie wpłynęła
negatywnie na własności fizykochemiczne wytworzonej warstwy pasywnej.
KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW
PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH
Z POMIAROWYMI
Agnieszka Wantuch
AGH Akademia Górniczo-Hutnicza, Katedra Elektrotechniki i Elektroenergetyki
Wprowadzenie
Stal jest jednym z najczęściej wykorzystywanych materiałów w technice dzięki stosunkowo
niskiej cenie oraz swoim właściwościom. Jednak poza wieloma zaletami, posiada także dwie
zasadnicze wady – utrata większości swoich cech mechanicznych w wyższych temperaturach
oraz brak odporności na korozję. Ochrona przed korozją ma zatem na celu przede wszystkim
zapewnienie bezpiecznych warunków eksploatacji i niezawodności struktur metalowych.
Zapobiega uszkodzeniom, które mogą zagrażać ludziom i środowisku.
Proces korozji można zapisać jako reakcję chemiczną [2]:
Fe  2H   Fe 2  H 2
2Fe + O2 + 2H 2O = 2Fe(OH) 2
W środowisku obojętnym, powstające aniony OH– łączą się z kationami Fe2+ i powstaje
Fe(OH)2, który wytrąca się w postaci osadu. Dalsze utlenienie Fe(OH)2 prowadzi do
powstania hydratów Fe2O3·nH2O, które tworzą osad o charakterystycznym rdzawym
zabarwieniu.
Ochrona przed korozją
Ochrona elektrochemiczna jest jedną z najbardziej skutecznych metod ochrony
przeciwkorozyjnej stali w środowiskach naturalnych. Wykorzystuje do tego celu sposoby
galwaniczne i elektrolityczne. Najszerzej stosowaną metodą przeciwdziałania korozji jest
ochrona katodowa. Może być ona stosowana do ochrony przed korozją wszelkich metali lub
stopów będących w wodnym elektrolicie. Korozja może być redukowana niemal do zera, a
prawidłowo zaprojektowane systemy zapewniają bezawaryjną pracę na wiele lat. Ochrona
katodowa polega na zmianie potencjału obiektu będącego w środowisku elektrolitycznym [4].
Ochronę tę stosuje się zarówno w środowisku ciekłym, jak i w gruntach czy innym
236
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
środowisku przewodzących prąd jonowo. Ochronę katodową można realizować na dwa
sposoby: wykorzystując anodę protektorową lub zewnętrzne źródło prądu (napięcia).
Porównanie obliczeń numerycznych z danymi pomiarowymi
Jak wykazuje praktyka ostatnich lat, najlepsze rozwiązania symulacyjne procesów
korozyjnych uzyskuje się z wykorzystaniem Metody Elementów Skończonych lub Metody
Elementów Brzegowych. Zgodność wyników analizy z eksperymentem, jaką można uzyskać
przy zastosowaniu MES oraz łatwość modelowania złożonych problemów brzegowych,
przyczyniła się do popularności tej metody zarówno wśród badaczy jak
i inżynierów zajmujących się projektowaniem systemów ochrony przed korozją.
Modelowaniu numerycznemu rozkładu prądów w komórkach korozyjnych poświęcono wiele
uwagi z powodu jego zastosowaniu w prognozowaniu szybkości korozji i projektowaniu
instalacji ochrony katodowej. Przy wykorzystaniu komputerów metody te pozwalają na
uzyskanie dokładnego rozkładu prądu dla złożonych komórek korozyjnych, co wcześniej było
trudne do osiągnięcia. Dodatkowo numeryczną dokładność obliczenia rozkładu potencjału 
i wektora gęstości prądu J można ocenić poprzez porównanie wyników liczbowych
z obliczeniami analitycznymi.
W literaturze można odleźć wiele metod [1, 5], w których rozkład prądu uzyskano
rozwiązując równania Laplace'a z odpowiednimi warunkami granicznymi. Rozkład
potencjału dany jest zależnością:
      0
Po uzyskaniu rozkładu potencjału gęstość prądu j w każdym punkcie elektrolitu można
obliczyć w oparciu o gradient potencjału w punkcie:

j 
n
gdzie  jest przewodnością elektrolitu, a n jest kierunkiem normalnym do granicy dwóch faz.
Gęstość prądu na granicy metal-elektrolit otrzymano na podstawie obliczeń tego rozkładu
prądu odpowiadającego szybkości korozji lub gęstości prądu ochrony katodowej.
Do badań porównawczych wykorzystano eksperyment zaproponowany w [3]. Mierzono
w nim rozkład potencjału i prądu prostych koncentrycznych pierścieni systemu ochrony
katodowej. Układ składa się z 25 miedzianych pierścieni i grafitowej anody w centrum
(rys. 1). Do każdego z pierścieni podłączono amperomierz. Do anody podłączono potencjostat
umożliwiający zmianę potencjału elektrody badanej względem elektrody odniesienia, czyli jej
polaryzację, dzięki czemu nastąpi przepływ prądu pomiędzy badaną elektrodą a elektrodą
pomocniczą. Oznaczenia potencjostatu: W – elektroda pracująca, R – elektroda odniesienia,
C – elektroda pomocnicza.
elektrolit
izolacja
o szer. 1mm
linie prądu
V
A
A
A
WR
C
anoda
1cm
katody
anoda
izolacja
o szer. 1cm
Rys.1. Układ do pomiaru rozkładu potencjału i prądu oraz rozkład pierścieni stanowiących katodę [3].
237
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Cały układ został zamontowany w dolnej części plastikowego bębna wypełnionego
roztworem 0,05N NaCl na głębokości 1 cm. Do anody dostarczano prąd stały o natężeniu
20 mA , mierząc równocześnie potencjał i prąd wpływający do każdego pierścienia katody.
Porównanie pomiarów doświadczalnych z analizą komputerową pokazano na rysunku 2.
Porównanie rozkładu gęstości prądu pomiędzy wynikami otrzymanymi doświadczalnie
i obliczeniowo wypadło pozytywnie. Na wykresie (rys. 2) widać niewielkie rozbiezności
pomiędzy wartościami obliczonymi a pomiarowymi.
Rys. 2. Wykres gęstości prądu z reakcją oraz bez reakcji na katodzie i porównanie go z danymi pomiarowymi.
Wnioski
Na tym etapie rozwoju analiza elementów skończonych komórek korozyjnych ma kilka
ograniczeń, które są związane głównie z trudnością w uzyskaniu odpowiednich danych
wejściowych. Ograniczenia te są następujące:
 metoda wymaga uprzedniej znajomość środowisk korozyjnych, ponieważ
przewodności i krzywe polaryzacji metali są ważnymi danymi wejściowymi,
 metoda wymaga odpowiednich krzywych polaryzacji.
Jednak mimo tych ograniczeń, metoda elementów skończonych ma wiele zastosowań
w badaniach nad korozją. Niektóre z nich to np. przewidywanie rozkładu prądu w korozji, czy
projektowanie systemów ochrony katodowej.
Literatura
[1] Aikire R.T., Bergh, R.L., Sani. J.: Electrochem Soc., Vol. 125, p. 1981 (1978)
[2] Bełtowska-Brzezinska M.: Wprowadzenie do elektrochemii, Wydział Chemii UMA, Poznań 2009
[3] Fu J.W.:
A
Finite
Element
Analysis
of
Corrosion
Cells,
National
Association
of Corrosion Engineers, Vol. 38, No. 5, May, 1982, pp. 295-296
[4] Kurgan E., Wantuch A.: Wpływ obiektów metalowych na efektywność ochrony katodowej zbiorników
podziemnych przed korozją, Elektromagnetyzm w środowisku. Szanse czy zagrożenia?, PTZE, INB
ZTUREK, Warszawa, 2010
[5] Strommen R., Rodland A.: Materials Performance, Vol. 20, No. 4, p. 15 (1981)
238
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
WŁASNOŚCI WYBRANYCH
METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA
NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH
Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek
Wojskowa Akademia Techniczna
Wydział Inżynierii Lądowej i Geodezji
Treść referatu nawiązuje do jednego z wielu obszarów badań, którymi zajmował się Profesor
Czesław Rymarz. Na przełomie lat 70.-tych i 80.-tych jego zainteresowania skupiały się na
metodach numerycznych (schematach różnicowych) i szczególnych własnościach niektórych
z nich.
Przedstawione rozważania koncentrują się głównie wokół zjawisk nieregularnych, ze
szczególnym uwzględnieniem nieregularnego warunku początkowego. Sposób odtwarzania
tych zjawisk przez konstruowane schematy różnicowe jest najlepszym testem jego wartości
obliczeniowej. Z doświadczenia wiadomo, że metody tradycyjnie wykorzystywane w
praktyce często wymagają odrębnej analizy oraz wprowadzenia dodatkowych wyrażeń
poprawiających ich własności przy modelowaniu procesów nieregularnych. Jest to z reguły
zewnętrzna ingerencja w strukturę metody. Poniższa praca zawiera konstrukcje nowych
metod przybliżonych, nie wymagających tego typu zabiegów, oraz propozycję ich
zastosowania w praktyce.
ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH
DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI
W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH
MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO
Bogusław Wisz
Politechnika Rzeszowska
Wydział Elektrotechniki I Informatyki
Zakład Systemów Elektronicznych I Telekomunikacyjnych
Niniejsza praca jest kontynuacją pakietu publikacji dotyczących obliczania pojemności
w mikroukładach o różnej konfiguracji ścieżek przewodzących. Przedmiotem analizy jest
239
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
układ składający się liczby n równoległych względem siebie, nieskończenie cienkich warstw
przewodzących (ścieżek) umieszczonych na jednej stronie podłoża mikroukładu o grubości h
oraz nieskończonej długości i szerokości (Rys. 1).
a)
b)
Rys.1. Rozmieszczenie ścieżek przewodzących na podłożu układu: a) widok ogólny, b) przekrój w płaszczyźnie z-x
Ponieważ w rozważanym przypadku układ składa się z kilku (N>2) ścieżek przewodzących,
to przy poszukiwaniu zależności między ładunkami a potencjałami poszczególnych ścieżek
należy uwzględnić fakt, że ładunki zależą zarówno od potencjału danego przewodnika, jak
również od rozkładu i potencjału wszystkich pozostałych. Z tego powodu w układzie
rozpatruje się tak zwane pojemności cząstkowe własne lub wzajemne pomiędzy każdą
warstwą przewodzącą a wszystkimi pozostałymi.
W celu wyznaczenia tych pojemności przyjęto następujące założenia:
 do każdej ze ścieżek przyłożony jest potencjał o zadanej wartości Vi, a na ich
powierzchniach zgromadzone są ładunki elektryczne Qi o gęstości powierzchniowej
wynoszącej odpowiednio qi, które wytwarzają pole elektryczne o natężeniu E;
 współczynnik przenikalności dielektrycznej podłoża wynosi 1, obszaru powyżej jego
powierzchni 3, a poniżej 4;
Wektor natężenia E można wyrazić przez potencjał V spełniający równanie Laplace’a:
V = 0
(1)
natomiast ładunek Qk na każdej powierzchni k-tej ścieżki określony jest ogólnie zależnością:
Qk    gradV  j k  dSk ,
(2)
Sk
w której jk jest jednostkowym wektorem prostopadłym do powierzchni Sk. Ładunek ten
można również przedstawić w postaci
N
Qk  Vi  Cki ,
(3)
i 1
gdzie Cki są szukanymi współczynnikami pojemnościowymi.
Do rozwiązania równania Laplace’a zastosowano metodę przekształceń całkowych Fouriera.
Dla potencjału V(x,z) otrzymuje się:
V ( x, z ) 
1
2

 F(  , z )  e
j x
d
(4)

gdzie:

F (  , z )   V ( x , z )  e  j x dx

240
(5)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
jest transformatą V(x,z). Po zróżniczkowaniu zależności (2) i podstawieniu do (1) otrzymuje
się rozwiązanie postaci:
 R1e   ( z  h )
zh

F   R2 sinh z   R3 cosh z  h  z  0
 R e  ( z h)
z  h
 4
(6)
Współczynniki R1() – R4() wyznacza się z wyznacza się z klasycznych dla pola
elektrostatycznego warunków brzegowych:
 ciągłości potencjału na granicy dwóch ośrodków;
 ciągłości składowej normalnej indukcji elektrycznej D on na granicy dwóch ośrodków
(w obszarze poza ścieżkami przewodzącymi);
 skokowej zmiany składowej normalnej indukcji elektrycznej D na granicy dwóch
powierzchni (warstwy przewodzącej z podłożem), równej gęstości powierzchniowej
ładunku elektrycznego; warunek ten dla planarnego układu ścieżek można zapisać w
postaci (i = 1,2, . . , N):
q ( x )
Dn ( x, z ) z  0   Dn ( x, z ) z  0    i
0
ai  x  bi
poza tym obszarem
(7)
W efekcie otrzymuje się układ równań określający wartości potencjału:
V ( x,0) 
1
2 3
N bi
  q ( s) H ( s, x)ds ,
i 1 a i
i
(8)
gdzie H jest jądrem całki, składającym się z części regularnej i nieregularnej, wyrażonym
zależnością:
H
 w (1   d 2 ) 
d
th(h)
cos( ( x  s )
1

d 
ln
.

 w   d 0  w   d  ( d  w  1) th(h))

w  d
xs
(9)
Przykładając kolejno do każdej ze ścieżek potencjał o wartości 1V (dla pozostałych ścieżek
potencjał ma wartość zero) otrzymuje się układ N równań, skąd wyznacza się całkowity
ładunek na pojedynczych warstwach przewodzących i szukane pojemności cząstkowe.
Dla przedstawionego modelu matematycznego przeprowadzono szereg obliczeń
symulacyjnych wpływu parametrów geometrycznych układu – szerokości ścieżek, odległości
miedzy nimi, grubości podłoża – na wartości pojemności cząstkowych. Dla wybranej
konfiguracji trzech ścieżek wykonanych na podłożach ceramicznych AL2O3 96%
przeprowadzono doświadczalną weryfikację obliczeń uzyskując zadowalającą zgodność
wyników pomiarów i badań symulacyjnych.
241
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH
PRZEZ URZĄDZENIA TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM
NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ
Tomasz Woźnica1, Jan Mocha1, Grzegorz Badura1, Dariusz Wójcik2, Maciej Surma2
1
Instytut Techniki i Aparatury Medycznej ITAM, 2Politechnika Śląska, Instytut Elektroniki
Wprowadzenie
Analiza sygnału elektrokardiograficznego jest jedną z podstawowych metod oceny stanu
układu krążenia pacjenta. W tym celu konieczne jest uzyskanie sygnału
elektrokardiograficznego o jak najlepszych parametrach, tj. sygnału niezniekształconego o jak
najmniejszej zawartości szumu, w szczególności pochodzącego od zewnętrznych zaburzeń
elektromagnetycznych.
Problem wpływu zewnętrznych pól elektromagnetycznych na aparaturę elektromedyczną jest
znany i rozpatrywany od dawna, co znajduje swoje odzwierciedlenie w obowiązujących
regulacjach prawnych. Urządzenia medyczne wprowadzane do obrotu na terenie Unii
Europejskiej muszą spełniać wymagania zasadnicze dyrektywy 93/42/EEC. Według
zharmonizowanej z dyrektywą normy PN-EN 60601-1-2:2007, dotyczącej kompatybilności
elektromagnetycznej elektrycznej aparatury medycznej, należy wykazać, że urządzenie jest
zdolne do poprawnej pracy bez pogorszenia deklarowanych przez producenta parametrów
technicznych w polu elektrycznym o natężeniu 3 V/m, zaś w przypadku urządzenia
podtrzymującego funkcje życiowe – w polu o natężeniu 10 V/m. Zgodnie z normą wymagane
jest przeprowadzanie badań w zakresie częstotliwości od 150 kHz do 2,5 GHz, przy czym
sygnał narażenia jest modulowany amplitudowo z głębokością modulacji 80%. Częstotliwość
sygnału modulującego, zgodnie z zaleceniami normy, wynosi 1 kHz lub jest równa
częstotliwości z pasma przenoszenia toru pomiarowego (zwykle 2 Hz w przypadku urządzeń
przetwarzających sygnały elektrofizjologiczne, takich jak elektrokardiografy).
Opisana tutaj pokrótce metodyka badań nie do końca oddaje charakter zaburzeń o
częstotliwościach radiowych, jakie obecnie występują w środowisku. W ostatnich latach
obserwuje się bowiem intensywne rozpowszechnienie cyfrowych systemów transmisji
danych. Mowa tu nie tylko o praktycznie całkowitym pokryciu obszarów zurbanizowanych
zasięgiem sieci telefonii komórkowej czy bezprzewodowych sieci komputerowych, ale także
o przewidywanej ekspansji cyfrowych systemów radiokomunikacyjnych do pasm
częstotliwości dotychczas zajmowanych przez analogowe systemy radiodyfuzyjne.
Odpowiedzią na te tendencje są propozycje nowych regulacji w przygotowywanej IV edycji
normy IEC60601-1-2. Wśród nich znalazł się wymóg przeprowadzania testów odporności
aparatury medycznej na pola EM wytwarzane przez „bezprzewodowy sprzęt
radiokomunikacyjny”. Zaproponowano, aby podczas testów stosować modulację ASK (ang.
Amplitude Shift Keying) o 100% głębokości modulacji (OOK – ang. On-Off Keying)
przebiegiem prostokątnym o częstotliwości 18 lub 217 Hz, zależnie od zakresu częstotliwości
nośnej. Impulsowy charakter zaburzeń ma oddawać pakietowy charakter przesyłania danych
w sieciach bezprzewodowych. W propozycji zmian normy precyzyjnie zdefiniowano zakres
częstotliwości nośnej, jak również poziom narażenia.
242
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Pomiary
W niniejszym artykule podjęto próbę oceny wpływu rzeczywistych zaburzeń pochodzących
od urządzeń telefonii komórkowej GSM na przykładowy, stosowany w praktyce klinicznej
układ wejściowy elektrokardiografu z podwyższoną częstotliwością próbkowania do 2 kHz.
Uzyskane wyniki porównano z wynikami badań z zastosowaniem procedur normatywnych.
Badania wykonano w komorzy GTEM o wysokości uniesienia septum równej 1 m. Podczas
pomiarów elektrody EKG połączono impedancjami symulującymi impedancję elektrodaskóra pacjenta, zgodnie zaleceniami normy EN60601-2-25. Nie mierzono sygnału EKG,
obserwowano wyłącznie zakłócenia pojawiające się na płaskiej izolinii. Przeprowadzono
badania wstępne z narażeniem sygnałem modulowanym amplitudowo sygnałem
sinusoidalnym o częstotliwości 2 Hz. Badania te pozwoliły zidentyfikować zakresy
częstotliwości, w których układ wejściowy EKG wykazywał zwiększoną wrażliwość na
zewnętrzne zaburzenia. Następnie przeprowadzono badania z zastosowaniem rzeczywistych
sygnałów występujących w pobliżu stacji bazowej lub telefonu komórkowego GSM. Sygnał
RF pochodzący z generatora przed podaniem na wejście komory był wzmacniany do poziomu
40 dBm, tj. maksymalnego poziomu mocy wyjściowej stosowanych wzmacniaczy. Moc ta
transmitowana jest w kanale o szerokości około 200 kHz, skutkiem czego widmowa gęstość
mocy sygnału nie przekracza wartości około 20 dBm/kHz, a w przypadku transmisji pakietu
korekcji częstotliwości 29 dBm/kHz. Wartość skuteczną natężenia pola elektrycznego
wytwarzanego w komorze oszacowano na 20 ÷ 60 V/m. Badania prowadzono dla różnych
częstotliwości nośnych sygnału, zmieniając zawartość pakietów transmitowanych przez
urządzenia telefonii komórkowej, tak jak ma to miejsce w warunkach rzeczywistych.
W trakcie pomiarów stwierdzono, że poziom zakłóceń obserwowanych w badanym torze
EKG bardzo mocno zależał od częstotliwości nośnej sygnału RF. W pewnych pasmach
częstotliwości nie obserwowano żadnego wpływu narażenia, podczas gdy w innych –
zakłócenia osiągały wartości rzędu 30 µV. Niezależnie od zawartości transmitowanych
pakietów maksymalne wartości zakłóceń zaobserwowano dla częstotliwości nośnej około
1,1GHz. Niepokojący jest fakt, iż w pewnych sytuacjach obserwowano niemal dwukrotnie
większe poziomy zakłóceń przy narażeniu sygnałem terminala ruchomego niż w przypadku
sygnału stacji bazowej lub sygnału zmodulowanego amplitudowo. Jest to o tyle groźne, że w
warunkach typowej eksploatacji urządzeń medycznych istnieje dużo większe
prawdopodobieństwo pracy w bezpośrednim sąsiedztwie terminala ruchomego niż stacji
bazowej. Szczegółowe wyniki pomiarów, poparte stosownymi wykresami, oraz wnioski
płynące z pomiarów zawarte zostaną w pełnej wersji artykułu.
Wnioski
Wyniki przeprowadzonych badań wskazują, że konieczne jest prowadzenie badań odporności
elektronicznej aparatury medycznej na rzeczywiste sygnały zaburzające, które stosowane są w
urządzeniach radiokomunikacji ruchomej. Ograniczenie się do badań z wykorzystaniem
modulacji normatywnych może prowadzić do niedoszacowania efektów oddziaływań, tym
samym stosowane podczas badań tego typu kryterium oceny zgodności w rzeczywistych
warunkach może nie być spełnione. Co więcej, testy odporności proponowane do
wprowadzenia w IV edycji normy 60601-1-2, zakładające badanie urządzeń w ściśle
określonych pasmach częstotliwości z wykorzystaniem sygnałów prostokątnych, również
mogą dać fałszywie pozytywne wyniki, gdyż w praktyce urządzenie może być wrażliwsze na
inne częstotliwości niż miało to miejsce podczas testu. Wrażliwość urządzenia może zostać
ujawniona w normalnej eksploatacji aparatu np. po zmianie długości kabli pacjenta lub przy
specyficznym położenie urządzenia względem innych obiektów czy urządzeń elektrycznych.
243
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ
NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO
NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY
Joanna Wyszkowska
Uniwersytet Mikołaja Kopernika, Zakład Biofizyki
Pole elektromagnetyczne (PEM) związane z wytwarzaniem, przesyłem i wykorzystaniem
energii elektrycznej jest wszechobecne w społeczeństwach uprzemysłowionych. Wraz
z rozwojem nowoczesnych technologii, rośnie publiczne zainteresowanie potencjalnymi
efektami biologicznymi działania promieniowania elektromagnetycznego.
Pole elektromagnetyczne niskiej częstotliwości jest generowane głównie przez elektryczne
urządzenia codziennego użytku a jego wpływ na nasz organizm pozostaje ciągle
niewyjaśniony. Prezentowane w literaturze badania wykonywane są na zwierzętach, na
różnym poziomie organizacji a podawane wyniki często nie korespondują ze sobą lub są
przeciwstawne. Opublikowane dotychczas prace nie pozwalają jednoznacznie określić
pierwotnego miejsca działania PEM, chociaż coraz powszechniej uważa się, że są nimi układ
nerwowy i układ odpornościowy.
Doświadczenia nad wpływem PEM na organizm owada prowadzę od kilku lat. Uzyskane
wyniki sugerują, że ekspozycja w PEM (50 Hz, 1-7 mT) wywołuje umiarkowany stres u
owadów. Wiąże się to ze zwiększeniem aktywności motorycznej oraz ze wzrostem
wydzielania oktopaminy, która odpowiada aminom biogennym (adrenalinie i noradrenalinie)
u kręgowców [1].
Praca stanowi przegląd wybranych pozycji ze specjalistycznej literatury i ma na celu odpowiedzieć
na pytanie czy ekspozycja w polu elektromagnetycznym (50 Hz) wywołuje podobne efekty w
organizmie kręgowców i owadów oraz czy ewentualne zmiany zależą od gatunku eksponowanych
zwierząt. Wzrost stężenia hormonów stresu oraz aktywności motorycznej będzie sugerować, że
owady i kręgowce reagują na ekspozycję w PEM w podobny sposób.
Opublikowane wyniki wskazują, że długotrwałe działanie PEM powoduje zmiany
zachowania zwierząt w zakresie: szybkości uczenia się, czasu reakcji, wrażliwości na bodźce,
aktywności ruchowej, obyczajów społecznych [2, 3]. Ponadto PEM ekstremalnie niskiej
częstotliwości może zmieniać odpowiedź komórek na działanie hormonów [4] i zwiększać
odporność na infekcje [5]. Aktualny stan wiedzy pozwala na postawienie hipotezy, że
chroniczna ekspozycja na pole elektromagnetyczne o częstotliwości 50 Hz zaburza
funkcjonowanie hipokampa i w ten sposób zmienia sekrecję kortykosteronu oraz inicjuje
zaburzenia behawioru w postaci zmian reakcji stresowej [3, 6, 7]. Z kolei od dawna wiadomo,
że zaburzenia reakcji stresowej są czynnikiem predysponującym do rozwoju chorób
neurodegeneracyjnych.
Wyniki uzyskane w opisanych badaniach pomogą zbliżyć się do odpowiedzi na pytanie, jakie
jest działanie PEM występującego w naszym otoczeniu na organizm kręgowców (także
człowieka).
244
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Literatura
[1] Wyszkowska J., Stankiewicz M., Krawczyk A., Zyss T., 2006: Udział oktopaminy w modyfikacji
aktywności ruchowej owada wywołanej ekspozycją w polu elektromagnetycznym. Przegląd
Elektrotechniczny, 12: 145-147.
[2] Libof A.R., Thomas J.R., Schrot J. 1999: Magnetically induced behaviour modiication in rats.
Bioelectromagnetics, 22:69–75
[3] Jadidi M., Firoozabadi S.M., Rashidy-Pour A., Sajadi A.A., Sadeghi H., Taherian A.A., 2007: Acute
exposure to a 50 Hz magnetic field impairs consolidation of spatial memory in rats. Neurobiology of
Learning and Memory, 88: 387-92.
[4] Rajkovic V., Matavulj M., Johansson O., 2006: Light and electron microscopic study of the thyroid gland in
rats exposed to power-frequency electromagnetic fields. Journal of Experimental Biology, 209: 3322-3328.
[5] Marino A.A., Wolcott R.M., Chervenak R., Jourd`heuil F., Nilsen E., Frilot C., 2000: Nonlinear response
of the immune system to power-frequency magnetic fields. American Journal of Physiology - Regulatory,
Integrative, and Comparative Physiology, 279: R761 – R768.
[6] Lai H., Carino M., 1999: 60 Hz magnetic fields and central cholinergic activity: effects of exposure
intensity and duration. Bioelectromagnetics, 20: 284-289.
[7] Mostafa R.M., Mostafa Y.M., Ennaceur A., 2002: Effects of exposure to extremely low-frequency magnetic
field of 2 G intensity on memory and corticosterone level in rats. Physiology and Behavior, 76: 589-95.
A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR’S DIAGNOSTIC
METHODS BASED
ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT
AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS
Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov
Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University
Ukraine
Introduction
There are two convenient methods for on-line induction motors (IM) diagnostic – current
spectra analysis [1] and instantaneous power spectra analysis [2]. First one needs only one
phase current signal for analysis. So this method is attractive of its measuring simplicity.
Second one needs data of three phase currents and voltages. This method is more
complicated, but gives more reliable results. Thus, in order to choose best solution for
implementation IM diagnostic method, there is necessity to compare IM diagnostic methods
based on current spectra and instantaneous power spectra analysis.
Theoretical theses
Most frequently caused damages of IM are: rotor bar breaks, stator windings short circuits, air
gap eccentricity and bearings damages.
Motor current signature analysis (MSCA) is based on supervision of change the air gap
between the stator and rotor which is back reflected in the form of the motor current through
245
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
change of a magnetic flux in the air gap, which causes counter-emf. These changes in a
counter-emf eventually change a wave of IM current [1]. Fast Fourier Transform (FFT) of
motor current gives a current spectrum for fault detection procedure. Thus, presence in a
motor current spectrum specific harmonics and their sidebands shows presence of electrical or
mechanical damages. This method depends on power supply quality, and in some cases could
lead to wrong results [2].
Lacks of the previous methods can be avoided using the diagnostics on the basis of the
instantaneous power spectra analysis using methods, proposed in [2, 3]. Instantaneous power
spectra analysis allows both detection of fault presence and estimation of damage level by
analysis of proper harmonic value. Thus, it allows one to make estimation of the energy of
fault and the correlation of this energy to additional damage of IM parts under influence of
additional vibrations caused by proper harmonic. Moreover, the instantaneous power spectra
analysis allows analyzing of IM operation modes under significant nonlinearity, when it is
incorrect to use superposition principle for current harmonics. Also, instantaneous power
analysis is more reliable, it is less dependent on noise, and gives additional harmonic
components for analysis [2, 3].
Each damage type causes modulation of motor electrical signals with unique frequencies.
In works [1, 3] the expressions for calculating phase current spectra harmonics related to most
frequently caused damages were given. In work [3] the expressions for calculation total 3phase instantaneous power spectra harmonics related to most frequently caused damages were
given. Briefly they could be described as following.
Rotor bar break causes sinusoidal modulations of the stator current. Modulated phase current
can be expressed as:
cos  2  f s  fbb  t     
2

im  t   i  t  1  I m cos  2fbbt    i  t  
I1I m 
2
  cos  2  f s  fbb  t    
,
(1)
I
f
where m is the modulation index, I 1 is the RMS value of the phase current, s is the supply
f
frequency, bb is the modulating frequency, s is the motor slip.
According to expression (1), phase current spectra, in addition to fundamental component,
f f 
 f  fbb  .
contain two sideband components at frequencies s bb and s
Expression for modulated phase instantaneous power, according to proposed in [3] method, is
the following:
pm  t   im  t  u  t   P0  U 1 I 1 cos    cos  2t   U 1 I 1 sin    sin  2t  
  I1 I mU 1 cos  2( f s  fbb )t    I 1 I mU 1 cos  2( f s  f bb )t   cos  2t  .
(2)
P
This expression shows, that phase instantaneous power spectra, besides DC component 0
 2 f s  fbb  and  2 f s  fbb  , contains an
and two sideband components at frequencies
I I U cos   cos  fbbt 
f
additional component 1 m 1
at the modulation frequency bb , which is an
additional diagnostic parameter.
By analogy, expressions for detection harmonic frequencies both in current and instantaneous
power signals, related to stator windings short circuits, air gap eccentricity and bearings damages
were given. On the basis of these expressions, the diagnostic system was created [2, 3].
246
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Experimental results
To compare both diagnostic methods, a series of experiments was done. Three identical
induction motors of type AIR80V4U2, 1.5 kW, were used for testing. These motors were
artificially damaged with three most frequently caused damage types: stator winding shortcircuits, rotor bar breaks and air gap eccentricity. Currents and voltages of phases were
measured both under idle mode and full load mode, and then they were analyzed. Analysis
results leads to the following conclusions (fig.1, 2).
Mixed eccentricity
Mixed eccentricity
logarithm of Power, (Wt)
logarithm of Current, (A)
1
Broken bars
0.1
0.01
10
3
Stator and supply unsymmetry
Supply unsinusoidality
Broken bars
100
10
1
0.1
10
4
0.01
0
0
50
100
150
200
frequency, (Hz)
250
300
350
Fig.1. Phase current of motor with 2 broken rotor
bars and 2.54% stator phase unsymmetry
50
100
150
200
frequency, (Hz)
250
300
350
Fig.2. Instantaneous power of motor with 2
broken rotor bars and 2.54% stator phase unsymmetry
Both methods could be used for detecting the different motor damages types, but amplitude
values of current spectra harmonics related, for example, to stator unsymmetry, are too small
(fig.1). Thus, in order of incipient fault, they could be wrong detected as a noise harmonics.
Moreover, motor current signature analysis is unavailable to detect motor or supply
asymmetry. In difference to this method, total 3-phase spectra analysis allows operate with
clearly visible harmonics (fig. 2). Moreover, this method allows get big number of additional
harmonic components related to each damage type, and also allows detect asymmetry of
electric drive system. This feature also allows avoid wrong diagnosis.
Conclusions
A comparison of IM fault detection methods based on analysis of current and power signals’
spectra showed, that both methods could be used for detection the most common motor
damages. But current spectra analysis in some cases could lead to wrong diagnosis, because
of small amplitude values of harmonics, related to damage. Power spectra analysis allows
avoid such mistakes, and it could be considered as more suitable and reliable method for IM
fault detection.
References
[1] M. E. H. Benbouzid “A review of induction motors signature analysis as a medium for faults detection”,
IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 47, no. 5, pp. 984–993, Oct. 2000.
[2] M.V. Zagirnyak, D.G. Mamchur, A.P. Kalinov, “Elimination of the Influence of Supply Mains LowQuality Parameters on the Results of Induction Motor Diagnostics,” in Proc. XIX International Conference
on Electrical Machines - ICEM 2010, Rome. IEEE Catalog Number: CFP1090B-CDR. ISBN: 978-1-42444175-4. Library of Congress: 2009901651. RF-009474.
[3] D. Mamchur “An instantaneous power spectra analysis as a method for induction motors fault detection”,
Proceedings of OWD’2011, 22-25 October 2011, Wisla, pp. 407-412, ISBN 83-922242-4-0.
247
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
THE SYSTEM OF IDENTIFICATION
OF EMERGENCY CONDITIONS
IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX
Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka
Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University
Ukraine
Introduction
In the process of functioning hydrotransport complexes (HC) of public and industrial water
supply systems, oil-transfer stations certain conditions may occur when process-dependent
parameters (head and flow) exceed their overload capacities. It results in various emergency
situations arising in hydrosystem: hydraulic impacts, leakages, cavitation, surge, etc [1].
One of the most common objectionable phenomena consists in pipeline system leakages
conditioned by the pipeline unsatisfactory state, increased dynamic load when the pump
parameters are being regulated, abrupt response of protective armature, etc.
Head and flow values, their derivatives, as well as vibro-acoustic indices [2], are used in
available methods of diagnostics of leakage and liquid unaccounted flow as controllable
parameters. It is difficult to put these methods into practice as they require installation of
additional expensive equipment and do not provide exact and unambiguous result as to
determination of the leakage.
Research methods and results
Existence of leakage in HC pipeline system results not only in distortion of the form of head
and flow signals, but also in the change of power indices: consumed and hydraulic power, HC
efficiency and others. Since hydraulic power Рh(t) is determined by the product of head H(t)
and flow Q(t), its frequency analysis makes it possible to single out more informational
features typical of a certain emergency condition.
In this connection it is expedient to use instantaneous power method that most completely
reflects the processes of power consumption, transfer and recuperation between the source
and the consumer (linear and nonlinear) [3]. The mentioned approach provides the possibility
of the analysis of power processes in both electric and other systems: mechanical,
electromechanical, hydraulic, etc., where power-forming initial signals may be of a complex
character (periodical or nonperiodical).
Fig. 1 shows a functional diagram of the system of leakage identification in HC pipeline
system. It includes a pump with a driving induction motor (IM), frequency converter (FC), a
pipeline system with n number of sections, controllable stopcocks (S1…Sn), pressure sensors
(PS), flow sensors (FS), voltage sensors (VS), current sensors (CS) and a control system
(CSYS) containing a power model block (PMB), a control block (CB).
HC mathematical model including a pump unit with the parameters of Нn=50 m, Qn=0.055 m3/s,
248
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Um(t)
Uс(t)
FC
CB
Pel(t)
U(t)
VS
Рh=25 kW, a pipeline
system 2000 m long and
0.24 m in diameter is
offered in the paper.
CSYS
Ph1(t)
Phn(t)
...
I(t)
ρg
The telegraph equations tool
and the finite elements
Hn(t) Qn(t) Unc(t)
H1(t) Q1(t) Uc(t)
method for their solution [1]
PSn FSn EDn
PS1 FS1 ED1
IM
were used to describe the
Pump
Section n
Sn
Section 1
x S1
wave processes in the
L
pipeline system. It allowed
Fig. 1. A functional diagram of the system
us to present the pipeline
of leakage identification in HC
system by a finite number of
quadripoles. To research wave processes a leakage with the flow of Ql=0.1Qn (Qn=0.055
m3/s) was formed at the mark of 1500 m in the pipeline system. In this case parameter Ql may
be both a constant value and vary with time Ql  f t  . By modeling we obtained curves of
hydraulic power change when a pump unit is activated in the pipeline system with liquid
withdrawal at the last section (Fig. 2, a). Their analysis enabled us to single out the areas
where power Рh(t) signals deviate in the system without leakage and in its presence. The
research showed that at the pipeline section containing a leakage there is growth of higher
order harmonics (8–12) in the amplitude spectrum of hydraulic power Рh(t) (Fig. 2, c).
VC
PMB
Ph, kW
Ph500, kW
7
t500
5
2
t1000
Ph500(t)
3
Ph1000(t)
2
Ph1500(t)
0
5
Ph1500, kW
1.5
10
б)
15
20 k
without a leak
with a leak
1
0.5
1
0
without a leak
with a leak
4
6
4
6
with a leak
without a leak
0.5
1
1.5
а)
2
2.5
3
t, s
0
5
10
в)
15
20
Fig. 2. Curves of hydraulic power change in a pipeline system (a)
and its amplitude spectra (b, c)
The distance from the pipeline system reference point to the leakage is determined by
dependence [1]: x = tc/2, where t – time of pressure wave travel from the measurement
reference point to the leakage and backwards; c – acoustic speed in the liquid, m/s.
Concerning the case analyzed in the paper, when the reference point was at 500 m (Fig. 2) at
t500=1.43 s and c = 1400 m/s, the distance from the reference point to the leakage is 1000 m,
which corresponds to the real location of leakage in a pipeline at the mark of 1500 m from
the pump unit.
The obtained theoretical results have been confirmed by experimental research on the basis of
HC physical model.
249
k
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Conclusions
It has been proved that in the problems of identification of leakages in a pipeline system it is
expedient to use a power criterion based on estimation of power processes in the pump
complex. It has been demonstrated that presence of leakage in a pipeline system is
accompanied by distortion of the form of hydraulic power signal, growth of its efficient value
and arising of higher order harmonics in power amplitude spectra.
The offered approach is rather easily transferred to identification of other emergency
conditions (hydraulic impacts, cavitation processes etc.), which makes it possible to improve
the efficiency and reliability of pump complexes.
References
[1] K. P. Vishnevskii, Transient processes in pressurized water systems. – Moscow: Agropromizdat, 1986. –
135 p. (in Russian).
[2] A. A. Golianov, Analysis of methods for determination of leakages in pipeline systems// Transport and oil
products storage. – 2002. No.11. – P. 5-14 (in Russian).
[3] M. Zagirnyak, D. Rodkin, T. Korenkova, Enhancement of instantaneous power method in the problems of
estimation of electromechanical complexes power controllability, Przeglad Elektrotechniczny (Electrical
Review), 2011, No.12b, pp. 208 – 212.
DETERMINATION OF POWER INDICES
OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS
WITH A PHASE-WOUND ROTOR
THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS
Mykhaylo Zagirnyak1, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec2
1
Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University, Ukraine
2
University of Ljubljana, Tržaška 25, 1001 Ljubljana, Slovenia
Introduction
It is possible to optimize power inputs in an electric drive by the use of control systems
estimating real power operating conditions of electric machines and their efficiency. The
prospect of such systems application is determined by the availability of reliable methods of
evaluating power and torque on the electric machine shaft, as well as particular power losses
components in various operating conditions. In this case the directly controlled values are to be
easily determined according to the readings of as few standard sensors used in the electric drive
system as possible.
Theoretical statements
The aim of the paper consists in substantiation of the method of determination of power
indices of a phase-wound rotor induction motor (PR IM) as a function of power losses
250
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
components in static and dynamic operating conditions. In this case losses components are to
be unambiguously expressed through parameters measured by standard sensors, taking into
account the state of the main structural assemblies. The number of installed sensors is to be
minimal.
Determination and expression of particular losses components in PR IM is aimed at future
taking into consideration their change under any operating conditions and finding current
values of power indices – power coefficient cos  and efficiency coefficient  . This is the
most accurate method of determination of these values [1].
The following losses components can be singled out in IM: iron Pm losses; Pcu1 and Pcu2
copper losses in stator and rotor, respectively; mechanical Pmåc and additional Padd losses [1].
Among the mentioned types of losses only copper losses can be directly determined by means
of experiment on the basis of relation:
Pcu1  3I12r1
(1)
where I1 – stator current active value; r1 – phase active resistance; its value is to be corrected
taking into account the real winding heat condition.
Mechanical losses are found by retardation method and are assumed constant when rotation
frequency is invariable.
Iron losses, taking their division into hysteresis and eddy current components into
consideration, are determined according to the results of no-load test for variable frequency of
supply voltage on the basis of expression obtained in [2]:
Pm0 
 ch fi* E10i 2  cec fi* 2 E10i 2 
n
(2)
i 1,5 ,...
fi* ,
E10i – relative frequencies and values of EMF harmonic i -th components,
respectively; ch , cec – coefficients taking into consideration the division of iron losses into
hysteresis losses and eddy current ones.
Iron losses Pm 0 value found by no-load test can be used later on to determine this value in all
operating conditions [2].
Taking an unknown portion of additional losses into consideration, their value can be found
by a reverse rotation method and later on they are considered to be constant; rotor copper
losses are determined according to the known resistance of its winding and EMF.
Thus, to determine losses components in accordance with the offered method it is sufficient to
use current, voltage and rotation frequency standard sensors.
If iron rotor losses in the nominal condition are neglected, PR IM shaft power is found from
relation:
P2  P1  Pcu1  Pm  Pmec  Padd  Pcu2 ,
(3)
where P1 , P2 – power consumption and PR IM shaft power, respectively.
Values cos  and  can be determined according to classical relations [1].
In dynamic conditions it is necessary to take nonsinusoidality of supply voltage into
consideration, which is significant for the analysis of PR IM operating conditions as nonlinear
dynamic load.
Period mean power coefficient
where
km t   P1a t 
m
m

U ik Iik   Pik
k 1
k 1 i  0
251
m

k 1

U ik2
i 0

 Iik2
i 0
(4)
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
where U ik , I ik – current effective values of i -th voltage and current harmonics, respectively,
in each phase “k”, determined as quadratic mean values in the fundamental harmonic period;
P1a t  – mean active power consumed from the mains.
If the motor operates in transient condition, period mean  is calculated as the relation of
mean mechanical P2 a t  shaft power to active power consumed from the mains:
a t   P2a t  P1a t  .
(5)
Coefficients km t  and a t  values allow taking into consideration the power consumption
during transient processes.
Experimental results
The analyzed approach was considered for the case when PR IM was supplied by frequency
converter. During generalization the obtained relations were expressed by relative units. As a
result, the general expression for total losses took the form
P  1i2  1 2  ae0i2  amecm
2
(6)
where i2 – relative reduced rotor current; i – relative magnetization current; 1  ae1  ae 2  –
coefficient of variable stator and rotor copper losses from reduced rotor current;
1    ah  aec2 – coefficient of hysteresis and eddy currents iron losses;   f1 / f1n –
relative frequency of stator current;    /  n – relative motor flux;  n – nominal value of
the main flux; amec – mechanic losses coefficient; m – index of the degree of mechanical losses
dependence on frequency ( m  1 1,5 ).
When additional losses are taken into account, expression (6) does not change its structure,
only certain coefficients are corrected in it. Coefficients ae1 ,ae2 ,ae0 ,ah ,aec ,amec used in (6) for
every separate motor of a certain power range and design characterize relative value of
separate losses components in stator and rotor iron, respectively, in the magnetization circuit,
in the iron from hysteresis and eddy currents, mechanical losses.
During a number of experiments carried out for PR IM of MTF 012-6 ( P2n  2.2 kW ) using the
created method the coefficients (6) numerical values were determined and the accuracy of total
losses calculation based on this relation was evaluated. Comparison with the results obtained
from the direct determination of total losses according to consumed power and power on PR IM
shaft was made [1] and revealed the calculation error values under 7%, which proves the
sufficient accuracy of the developed method.
As properties of PR IM general construction units and elements change during maintenance
and long-term usage, the mentioned coefficients values are variable. To provide the necessary
accuracy of losses components determination in this case the approach to correction of the
said coefficient values has been offered. This approach takes real characteristics of units and
elements into consideration.


252
XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012
Conclusions
A method of determination of PR IM power indices under various operating conditions
through particular power losses components and their expression according to the measured
parameters of standard sensors used in electric drive system has been offered. The accuracy of
the created method and the possibility of its use, when the state of the PR IM main
construction assemblies and elements change, have been proved. Calculation results can be
used for making feedback loops according to power parameters in regulated electric drive
systems and in methods of PR IM improved thermal designs.
References
[1] Cathey, Jimmie J., Electric machines: analysis and design applying Matlab, Boston: McGraw-Hill, 2001.
[2] V.V. Prus, M.V. Zagirnyak, I.A. Kolotylo, D. Miljavec, Estimate and taking into account change of steel
losses in induction motors in process of their aging. // Proceedings of International IEEE Conference
EUROCON 2009. – Saint Petersburg, Russia, 2009. – P. 790–795.
253