W6. PRZEKSZTAŁTNIKI IMPULSOWE PRĄDU STAŁEGO

Teoria Przekształtników - kurs elementarny
W6. PRZEKSZTAŁTNIKI IMPULSOWE PRĄDU STAŁEGO -(2)
[L5:str. 167 -196]
Podstawowym parametrem branym pod uwagę przy projektowaniu
przekształtników impulsowych jest częstotliwość łączeń. Zwiększanie
częstotliwości umożliwia znaczne zmniejszanie elementów biernych filtrujących
przebiegi napięcia i prądu na wejściu i wyjściu przekształtnika. W przypadku
przekształtników dużej mocy duże częstotliwości nie mogą być stosowane z
uwagi na znaczne straty łączeniowe (patrz W.1) i przeciążenie
półprzewodnikowych łączników. W takich przypadkach możliwe jest
zastosowanie łączenia równoległego pojedynczych przekształtników tak jak to
przedstawiono na schemacie i objaśniających jego działanie przebiegach z
rys.6.1.
Rys.6.1. Równoległe połączenie 2
przekształtników do układu dwupulsowego:
a) schemat; b) przebiegi napięć
Zastosowany w układzie dławik Lw o silnym ( M≈1) sprzężeniu magnetycznym
działa jak bezstratny dzielnik napięcia. Efektywna częstotliwość impulsów na
odbiorniku jest dwa razy większa niż w każdym z oddzielnych przekształtników
pod warunkiem przesunięcia fazy impulsów o pół okresu (Ts/2) .
Problem: Przebiegi z rysunku 6.1. odpowiadają wysterowaniu przekształtników
przy współczynniku D<0,5. Jak będą wyglądały przebiegi przy D>0,5
Przekształtnik Ĉuk’a
Przedstawiane układy przekształtników impulsowych tupu zstępującego i
wstępującego są klasyfikowane jako bezpośrednie tzn. energia jest przekazywana
bezpośrednio przez łączniki zastosowane w obwodzie. Przekształtnik zstępującowstępujący (W5 RYS. 5.9) jest przekształtnikiem pośrednim, w którym
indukcyjność spełnia funkcję pośredniczącą w przekazywaniu energii. Inną
interesującą wersję przekształtnika zstępująco-wstępującego stanowi układ wg.
Ĉuk’a charakterystyczny tym że od strony wejścia i wyjścia występują
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
indukcyjności co w zastosowaniach wysokoczęstotliwościowych jest zaletą gdyż
od strony zasilania i odbiornika dopuszczane są indukcyjne doprowadzenia (np.
kable łączące). Schemat układu przedstawiono na rys.6.2 a przebiegi z podane
obok pozwalają na wyjaśnienie zasady działania.
Rys.6.2. Przekształtnik Ĉuk’a: a) –schemat układu, b) charakterystyczne przebiegi napięć i prądów ilustrując
zasadę działania
Przedstawione przebiegi dotyczą przykładowego przypadku gdy współczynnik
D≈1/3. W stanie ustalonym napięcie na kondensatorze jest z uwagi na znaczną
pojemność C stałe i równe różnicy napięć Ud-Uo. Korzystając z warunku równej
zeru wartości średniej napięcia na jednej z indukcyjności można wyznaczyć
zależność na napięcie wyjściowe w funkcji D.
U L ( AV ) = DU d + (1 − D)(U d − U C ) = 0
Na tej podstawie :
Uo =
−D
Ud
1− D
co odpowiada znanej charakterystyce sterowania dla układu zstepującowstępującego ( patrz W5). Układ ma cechy odwracającego napięcie ( znak -)
W analizowanym przykładzie dla D≈1/3 Uo = - 2 Ud . Zgodnie z zasadą
zachowania energii dla układu bezstratnego Io(av) = 0,5 Id. Prąd kondensatora w
jednym cyklu pracy składa się z dodatnich i ujemnych segmentów prądu id i
prądu io a jego wartość średnia jest równa zero.
Pytanie: Od czego zależy tętnienie prądu w obwodzie wejściowym i
wyjściowym przekształtnika . Jak dobrać dla określonej mocy i określonych
napięć Uo i Ud kondensator by tętnienia napięcia na nim nie przekraczały 5%
Zmniejszanie strat łączeniowych [L1: str 254-273 L6: str.273-283]
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
Prezentowane układy przekształtników impulsowych napięcia stałego należą do
twardo przełączających. Trajektorię punktu pracy łącznika na wykresie U-I przy
typowym twardym załączaniu ilustruje wykres z rys. 6.3. Przy tego rodzaju
przełączaniu nie daje się uzyskać bardzo wysokich częstotliwości łączeń (fs<50
kHz) i tym samym nie jest możliwe wydatne zmniejszenie objętości i wagi
zasilaczy oraz powiększenie ich sprawności.
Zastosowanie techniki rezonansowej z pomocniczymi obwodami LC prowadzi do
układów przełączających przy zerowym napięciu (ZVS - Zero Voltage
Switching) lub/ oraz przy zerowym prądzie (ZCS) dzięki czemu możliwe są
częstotliwości nawet powyżej MHz i uzyskanie gęstości upakowania
przekształtników do 10W/cm3. Na rys. 6.3. przedstawiono podstawowe
konfiguracje łączników zapewniających „miękkie” załączanie i wyłączanie
łączników.
Rys.6.3. Układy prostych sterowników napięcia stałego o przełączaniu przy zerze napięcia i zerze prądu: a)
trajektoria punktu pracy przy przełączaniu twardym ( czerwona) i miękkim ( zielona), b) przełączanie przy
zerze prądu, c) przełączanie przy zerze napięcia , d) przełączanie przy zerze napięcia i zerze prądu
Przekształtnik o przełączaniu przy zerowym napięciu (ZVS)
Analiza zostanie przeprowadzona dla układu wg. schematu z rys. 6.4. Przy
analizie uwzględniono 2 przypadki: pierwszy przy założeniu, że łącznik
sterowany nie ma zdolności blokowania napięcia wstecznego (A) drugi przy
założeniu, że taka zdolność występuje (B). W analizowanym układzie łącznik
sterujący S jest w stanie spoczynkowym zamknięty (tzw. normalnie zamknięty –
nz) co znaczy, że napięcie na wyjściu jest równe Ud. Generacja impulsów
sterujących wiąże się z rozwarciem łącznika ( funkcja sterująca S=0).
Zwiększanie częstotliwości generacji impulsów prowadzi do obniżenia napięcia
wyjściowego.
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
Rys.6.4. Układ przekształtnika ZVS (możliwe dwa typy łącznika S: A – łącznik o jednokierunkowym
napięciu i dwukierunkowym prądzie, B- łącznik o dwukierunkowym napięciu)
Odpowiednie przebiegi z rys.6.5. ilustrują zasadę miękkiego przełączania przy
zerowym napięciu na łączniku; Przy analizie jednego cyklu pracy można
wydzielić 4 przedziały czasu którym można przypisać schematy zastępcze tak jak
przedstawiono na rys. 6.5.a. Obwód wyjściowy z uwagi na dużą indukcyjność
filtrującą LF jest zastąpiony przez źródło prądu (io)
Rys.6.5. Schematy zastępcze występujące w cyklu pracy (a), przebiegi charakterystyczne dla układu z
łącznikiem typu A (b) i przebiegi w układzie z łącznikiem typu B ( c)
Przekształtnik o przełączaniu przy zerowym prądzie (ZCS)
Układem o cechach dualnych w stosunku do rozpatrzonego powyżej jest układ
wg. rysunku 6.6. I w tym przypadku możliwe są dwa tryby pracy układu w
zależności od tego czy łącznik sterowany jest w stanie przewodzić prąd tylko w
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
jednym kierunku (przypadek A) czy też w obydwu kierunkach (przypadek B). (!!
Przeciwna konwencja do tej, która była stosowana w przekształtniku ZVS).
Rys.6.6. Układ przekształtnika ZCS (możliwe dwa typy łącznika S: A – łącznik o dwukierunkowym
napięciu, B- łącznik o jednokierunkowym napięciu i dwukierunkowym prądzie)
Odpowiednie przebiegi dla obu przypadków (Ai B) wraz z charakterystycznymi
przedziałami i przypisanymi im schematami zastępczymi podano na rys 6.7.
Rys.6.7. Schematy zastępcze występujące w cyklu pracy (a), przebiegi charakterystyczne dla układu z
łącznikiem typu A (b) i przebiegi w układzie z łącznikiem typu B ( c)
Obydwa przedstawione powyżej układy z uwagi na zastosowanie w obwodzie
obwody rezonansowe (oscylacyjne) –LC, które narzucają czas trwania impulsu
jako jedyną możliwość sterowania należy uznać sterowanie poprzez zmianę
częstotliwości. Odpowiednie charakterystyki przedstawiające zależność napięcia
wyjściowego od stosunku częstotliwości łączeń fS do częstotliwości
rezonansowej fr przedstawiono na rys. 6.8. Częstotliwość rezonansowa jest w
tym przypadku jest zdefiniowana jako:
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
fr =
1
2π Lr Cr
a parametr A {A1..A4} określa wartość obciążenia
A = ro / C r Lr
Rys.6.8. Charakterystyki sterowania przekształtnika - zależność napięcia wyjściowego w funkcji
częstotliwiści łączeń: a)charakterystyka dla układu wg. rys. 6.4. (ZVS)( B- łącznik typu B, A1=0.1, A2=0.2,
A3=0.3); b) charakterystyka dla układu wg. rys. 6.6. (ZCS)( B- łącznik typu B, A1=1, A2=2, A3=5,A4=10)
Transformatorowe przekształtniki prądu stałego. [L6: 304- 319, L1:273-287]
Istnieje szereg zastosowań gdzie z uwagi na znaczne różnice napięć źródła
zasilania i odbiornika (czemu odpowiada znacząca różnica prądów wejściowych i
wyjściowych przekształtnika) jest niezbędne zastosowanie transformatora
dopasowującego. Niekiedy transformator może być niezbędny z uwagi na wymóg
izolacji galwanicznej obwodów. Wysoka częstotliwość pracy transformatorów
zapewnia zmniejszenie ich wymiarów i wagi urządzeń przekształcających.
Niedopuszczalny dla transformatorów z rdzeniem ferromagnetycznym
jednokierunkowe napięcie (ze składową stałą nie zerową) narzuca potrzebę
stosowania specyficznych rozwiązań, w których zapewnione będzie
rozmagnesowanie rdzenia tak by punkt pracy nigdy nie przesuną się za kolano
krzywej magnesowania.
Istota współpracy przekształtników impulsowych napięcia i prądu stałego z
transformatorem zostanie przedstawiona na przykładzie prostego układu
współbieżnego przekształtnika (przetwornica jednotaktowa, forward converter)
wg. schematu z rys. 6.9. Posłużą do tego przebiegi prądów i napięć zamieszczone
na tym samym rysunku.
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
Rys.6.9. Przekształtnik transformatorowy: a schemat, b) przebiegi ilustrujące funkcjonowanie układu
W czasie trwania impulsu gdy przewodzi tranzystor T1 i na uzwojeniu
pierwotnym występuje napięcie Ud i pod jego wpływem narasta składowa
magnesująca prądu uzwojenia pierwotnego - iµ. Jednocześnie na uzwojeniu
wtórnym występuje napięcie dodatnie przepływa prąd i2 i energia jest dostarczany
do obwodu odbiornika. Po wyłączeniu tranzystora składowa prądu
magnesującego podtrzymywana energia magnetyczną zgromadzoną w rdzeniu
zamyka się przez diodę D1 i kondensator naładowany do napięcia Ucp.
Warunkiem zmniejszania się prądu magnesującego jest aby Ucp>Ud. Jeżeli czas
załączenia jest równy ton to uwzględniając warunku zerowej wartości średniej
napięcia na uzwojeniu pierwotnym
U 1( AV ) = DU d + (1 − D)(U Cp − U d ) = 0
można wyznaczyć niezbędną wartość napięcia Ucp przy której w końcu cyklu Ts
prąd magnesujący zmaleje do zera
U Cp =
Ud
1 − Dmax
W rozpatrywanym przykładzie kondensator jest ładowany do napięcia Ucp
kosztem energii zwracanej z rdzenia przy czym ograniczenie napięcia uzyskuje
się dobierając rezystor umożliwiający rozładowanie kondensatora do źródła Ud.
Układ z dodatkowym źródłem w postaci pomocniczego kondensatora z
rezystorem jest dosyć niepraktyczny z uwagi na straty. Rozwiązaniem innego
rodzaju jest układ przedstawiony na rys. 6.10. Zastosowanie dodatkowego
uzwojenia N3 z włączoną szeregowo diodą tak by uniemożliwić przepływ prądu
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
pod wpływem napięcia Ud umożliwia rozmagnesowanie rdzenia w przedziale
czasu gdy tranzystor jest wyłączony. Konieczne jest przy tym zastosowanie
odpowiedniej przekładni zwojowej czyli stosunku N3/N1. Decyduje w tym
przypadku maksymalny przewidywany współczynnik wypełnienia Dmax. Nie
trudno wykazać, że musi obowiązywać relacja
N3
Dmax
=
N1 1 − Dmax
Należy zauważyć, żę gdy przewodzi dioda na tranzystorze występuje napięcie
U T = U d (1 + N1 N 3) natomiast gdy przewodzi tranzystor na diodzie
występuje napięcie U D = U d (1 + N 3 N1) . W modyfikacja tego układu
dodatkowe uzwojenie może być dołączone do obwodu wyjściowego pod
warunkiem, że układ jest zawsze dostatecznie obciążony.
Rys. 6.10. Przekształtniki transformatorowe: przekształtnik współbieżny z dodatkowym uzwojeniem
magnesującym (a) i przekształtnik dwutaktowy typu „fly back” z przekazaniem energii magnetycznej rdzenia
do odbiornika
Inną koncepcję przekazywania energii za pośrednictwem transformatora
prezentuje układ przekształtnika powrotnego (dwutaktowego, fly back) w którym
zamiana początku i końca uzwojenia wtórnego (względem diody prostowniczej
na wyjściu) pozwala na zwrot energii magnetycznej rdzenia do obwodu
odbiornika. W czasie gdy tranzystor przewodzi na wyjściu napięcie ma taką
polaryzację , że dioda jest w stanie zaworowym. Prąd w uzwojeniu pierwotnym
narasta zwiększając energię obwodu magnetycznego. Wyłączenie tranzystora
powoduje przepływ prądu w uzwojeniu wtórnym i przekazanie energii
magnetycznej do obwodu odbiornika. Warunek równowagi obwodu
magnetycznego dla określonego względnego czasu przewodzenia tranzystora D
prowadzi do wzoru na napięcie wyjściowe średnie.
Uo =
Mieczysław Nowak ISEP PW
N2 D
Ud
N1 1 − D
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
Przekształtnik „ powrotny” z uwagi na prostotę jest dosyć często stosowany w
impulsowych zasilaczach małej mocy.
Jeżeli maksymalna wartość współczynnika D zostanie ograniczona do0,5 to
warunek pełnego rozmagnesowywania rdzenia jest uzyskiwany niejako
samoczynnie przy zastosowaniu układu wg rys. 6.11.a. Impuls dodatniego
napięcia jest doprowadzany do uzwojenia pierwotnego przy przewodzących
tranzystorach T1 i T2. Po ich wyłączeniu prąd magnesujący zamyka się przez
diody D1 i D2 a ujemne napięcie bliskie Ud na uzwojeniu pierwotnym powoduje
zmniejszenie tego prądu do zera przed następnym cyklem. Aby uzyskać
rozszerzenie zakresu sterowania impulsami wyjściowymi zasilacza do Dmax =1
można zastosować równoległe połączenie dwóch przekształtników tego typu jak
na rys. 6.11.b. Dzięki przesunięciu fazowemu cykli obu przekształtników
względem siebie o kąt odpowiadający połowie okresu impulsowania.
Dodatkowym efektem tego rodzaju zabiegu jest podwojenie częstotliwości
impulsów wyjściowych względem częstotliwości łączeń każdego z
współpracujących przekształtników.
Rys.6.11. Schemat przekształtnika współbieżnego umożliwiającego rozmagnesowanie rdzenia przy
współczynniku D<0,5- (a) oraz równolegle współpracujące przekształtniki o zdwojonej częstotliwości
impulsów wyjściowych.
Przekształtniki napięcia stałego z pośrednim obwodem napięcia
przemiennego ( DC/AC/DC).
Najkorzystniejsze warunki pracy transformatora pośredniczącego w
przekazywaniu energii z jednego obwodu napięcia stałego do innego uzyskuje się
w przypadku symetrycznej fali napięcia przemiennego. Stąd koncepcja
przetworzenia napięcia stałego w napięcie przemienne średniej częstotliwości
(zwykle powyżej 20 kHz) a następnie wyprostowaniu napięcia i prądu po stronie
wtórnej transformatora. Przykładem takiego rozwiązania jest układ z rys.6.12. a.
Po jednej stronie transformatora występuje falownik natomiast po drugiej
prostownik. Jeżeli dwa ramiona falownika są sterowane z przesunięciem
fazowym ( patrz W7) to możliwe jest regulowanie napięcia po stronie wtórnej na
wyjściu prostownika. Obecność po stronie wtórnej prostownika niesterowanego
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005
Teoria Przekształtników - kurs elementarny
wyklucza mozliwość przekazywania energii w dwie strony. Podobne rozwiązanie
z zastosowaniem falownika i prostownika trójfazowego w zasadzie nie jest
dostosowane do regulacji napięcia a jedynie do przekazywania
jednokierunkowego energii z dopasowaniem napięć za pomocą przekładni
transformatora
Rys. 6.12. Przekształtniki do jednokierunkowego przekazywania energii pomiędzy dwoma obwodami
napięcia stałego za pośrednictwem transformatorowego obwodu pośredniego napięcia przemiennego: układ
jednofazowy z pojedynczym aktywnym mostkiem –(a) , układ z mostkiem trójfazowym
6.13. Układy podwójnych mostków aktywnych o dwukierunkowym przepływie energii
Rozwiązaniem, które umożliwia dwukierunkowe przekazywanie energii jest
zestaw dwóch mostków aktywnych (sterowanych) – Dual Active Bridge. Jeżeli
napięcia po obu stronach z uwzględnieniem przekładni transformatora są równe i
nie występuje przesunięcie fazowe fal napięcia wytwarzanych przez oba
falowniki układ jest w równowadze i energia nie przepływa. Wprowadzenie
przesunięcia fazowego powoduje przepływ energii w kierunku zależnym od
znaku fazy. Warunkiem poprawnej pracy układu jest dostateczna dla wybranej
częstotliwości łączeń reaktancja rozproszenia transformatora.
Problem: Jak wyglądają przebiegi prądu w uzwojeniach transformatora i w
obwodzie napięcia stałego w przypadku gdy przesunięcie fazowe pomiędzy
falami napięcia obu falowników
Mieczysław Nowak ISEP PW
[email protected]
luty/marzec 2005