Autoreferat Rozprawy Doktorskiej
advertisement
POLITECHNIKA WARSZAWSKA Wydział Elektryczny Autoreferat Rozprawy Doktorskiej mgr inż. Szymon Piasecki Badania i rozwój procedur optymalizacji wielokryterialnej sieciowych przekształtników AC-DC dla energetyki odnawialnej Promotor prof. dr hab. inż., czł. koresp. PAN Marian P. Kaźmierkowski Promotor pomocniczy dr inż. Marek Jasiński Warszawa, 2016 1 2 Streszczenie W rozprawie doktorskiej przedstawiono zagadnienia związane z zastosowaniem metod optymalizacji wielokryterialnej w procesie projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC dedykowanego dla systemów energetyki rozproszonej. Głównym celem prowadzonych badań było usystematyzowanie wiedzy z zakresu projektowania przekształtników sieciowych. Cel ten został osiągnięty poprzez opracowanie uniwersalnego narzędzia wspomagającego proces projektowania przekształtnika oraz umożliwiającego optymalizację wybranych parametrów projektowych tego układu względem przyjętych kryteriów. Optymalizacja parametrów projektowych możliwa jest dzięki zastosowaniu metod optymalizacji wielokryterialnej. W odróżnieniu od metod prezentowanych w literaturze w niniejszej pracy zastosowano innowacyjną, dyskretną metodę optymalizacji wykorzystującą algorytmy ewolucyjne. Opracowane narzędzie pozwala na przeprowadzenie procesu projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC dzięki możliwości zbadania i przeanalizowania wpływu zmian poszczególnych parametrów projektowych na właściwości i funkcjonalności układu. Jako kryteria optymalizacyjne przyjęto podstawowe cechy układu, takie jak sprawność, objętość, ciężar, jakość przetwarzanej energii oraz koszt. Natomiast optymalizowanymi zmiennymi są parametry projektowe, takie jak: rodzaj filtru po stronie sieci, wartości elementów biernych filtru, rodzaj zastosowanych materiałów, typ i rodzaj łączników mocy, częstotliwość łączeń, poziom napięcia w obwodzie DC oraz pojemność obwodu DC jak i typ zastosowanego kondensatora. Niniejsza rozprawa prezentuje opracowane narzędzie doboru i optymalizacji parametrów wraz z zastosowaną metodyką projektowania oraz wyniki badań optymalizacyjnych. Ponadto, zaprezentowano metodę sterowania bazującą na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulacją wektorową (ang. DPC-SVM) rozszerzoną o szereg dodatkowych 3 funkcjonalności (kompensacja zapadów, mocy biernej i wyższych harmonicznych, praca przy zaburzonym napięciu sieci), dedykowaną dla analizowanego przekształtnika sieciowego. Na koniec zaprezentowane i wnikliwie zbadane zostały trzy prototypowe przekształtniki ACDC o mocy znamionowej 10 kVA opracowane zgodnie z przyjętą metodyką względem różnych kryteriów projektowych. Do konstrukcji prototypowych układów zastosowano nowoczesne łączniki z węglika krzemu, wysokoczęstotliwościowe materiały kondensatory magnetyczne. ze dielektrykiem Uzyskano stałym laboratoryjny oraz model przekształtnika osiągający sprawność (wraz z filtrem LCL) powyżej 99% oraz model o gęstości mocy 5.23 kW/dm3. Właściwości każdego z prototypowych układów oraz opracowanego algorytmu sterowania zostały potwierdzone podczas badań eksperymentalnych z siecią elektroenergetyczną. Ponadto, przeprowadzono szereg analiz dla różnych stanów pracy i zaburzonego napięcia sieci. 4 Spis treści Streszczenie ................................................................................................................................ 3 Spis treści ................................................................................................................................... 5 Rozdział 1: Wstęp ...................................................................................................................... 7 1.1 Wprowadzenie ............................................................................................................ 7 1.2 Teza pracy ................................................................................................................ 10 1.3 Metodyka .................................................................................................................. 11 1.4 Osiągnięcia własne ................................................................................................... 12 1.5 Organizacja pracy ..................................................................................................... 12 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC ........................................................................... 15 2.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 15 2.2 Przekształtnik napięcia ............................................................................................. 18 2.3 Metoda sterowania ................................................................................................... 19 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice........................................... 21 3.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 21 3.2 Proces optymalizacji ................................................................................................ 22 3.3 Dyskretna optymalizacja wielokryterialna ............................................................... 26 3.4 Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice .............................................. 27 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych ................................ 29 4.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 29 4.2 Działanie SDiOPP .................................................................................................... 30 4.3 Realizacja sprzętowa ................................................................................................ 32 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształt-nika sieciowego AC-DC .............. 35 5.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 35 5 5.2 Filtr po stronie sieci .................................................................................................. 37 5.3 Łączniki mocy .......................................................................................................... 45 5.4 Pojemność obwodu DC ............................................................................................ 46 5.5 Metoda sterowania ................................................................................................... 46 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC .................. 49 6.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 49 6.2 Proces optymalizacji ................................................................................................ 49 6.3 Badania algorytmów ewolucyjnych ......................................................................... 52 Rozdział 7: Badania eksperymentalne ..................................................................................... 59 7.1 Wprowadzenie .......................................................................................................... 59 7.2 Przekształtnik wysokosprawny ................................................................................ 59 7.3 Uniwersalny przekształtnik sieciowy ....................................................................... 71 7.4 Wysokoczęstotliwościowy przekształtnik sieciowy ................................................ 80 7.5 Podsumowanie i wnioski .......................................................................................... 84 Rozdział 8: Podsumowanie i wnioski ...................................................................................... 89 8.1 Podsumowanie ......................................................................................................... 89 8.2 Uwagi końcowe ........................................................................................................ 91 8.3 Osiągnięcia własne ................................................................................................... 92 Bibliografia............................................................................................................................... 93 Dodatek: Stanowisko laboratoryjne ....................................................................................... 101 6 Rozdział 1 Wstęp 1.1 Wprowadzenie Rosnąca liczba Odnawialnych Źródeł Energii (OZE), Obciążeń Aktywnych (OA) oraz innych układów o dwukierunkowym przepływie energii, przyłączanych do sieci elektroenergetycznej, tworzy Systemy Generacji Rozproszonej (SGR). Dzięki rozwojowi w dziedzinie energoelektroniki układy przekształtnikowe są coraz powszechniej stosowane jako sprzęgi źródeł rozproszonych z siecią elektroenergetyczną. Układem energoelektronicznym zapewniającym dwukierunkowy przepływ energii, stosowanym dla szerokiego spektrum aplikacji w SGR jest przekształtnik napięcia (ang. Voltage Source Converter, VSC). Przekształtnik napięcia sprzęgający źródła rozproszone z siecią elektroenergetyczną nazywany jest Przekształtnikiem Sieciowym, PS (ang. Grid Connected Converter, GCC). Według raportów ekspertów liczba SGR oraz sprzęgających je z siecią układów przekształtnikowych z każdym rokiem wzrasta wykładniczo i trend ten w najbliższych latach będzie utrzymywany ([1], [2]). Dodatkowym czynnikiem wpływającym na wzrost liczby SGR są wytyczne i dyrektywy Unii Europejskiej dotyczące udziału OZE w produkcji energii elektrycznej [3]. Koncepcję nowoczesnej sieci niskiego i średniego napięcia z systemami generacji rozproszonej podłączonymi do sieci poprzez przekształtnikowe sprzęgi sieciowe przedstawia Rys. 1. Przekształtnik sieciowy, omawiany w niniejszej rozprawie, ma główny wpływ na poprawną pracę oraz realizowane funkcjonalności podłączonych urządzeń oraz jakość przetwarzanej 7 Rozdział 1: Wstęp energii, dlatego też normy i standardy precyzyjnie określają dopuszczalne warunki przyłączenia i pracy przekształtnikowych układów energoelektronicznych ([4], [5]). Odnawialne Źródła Energii (OZE) Inteligentne budynki (wyposażone W OZE) Elektr. słoneczne Elektr. wiatrowe Elektr. wodne Biomasa Geotermia Samochód elektryczny (magazyn energii) LOAD Obciążenie (z kompensacją negatywnego wpływu na sieć ee) Obciążenie nieliniowe (z kompensacją harmonicznych) Sieć Obciążenie Aktywne Magazyn energii - Przekształtnik Sieciowy AC-DC Obciążenie Aktywne - kierunek przepływu energii Rysunek 1.1. System Generacji Rozproszonej z przekształtnikowymi sprzęgami sieciowymi. Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC, podobnie jak odpowiedniego algorytmu sterowania ma decydujący wpływ na jakość pracy, realizowane funkcjonalności oraz cenę tego układu. Aby możliwe było powszechne stosowanie aktywnych energoelektronicznych sprzęgów sieciowych, oferujących znacznie lepsze właściwości niż klasyczne systemy bazujące na prostownikach diodowych ich cena nie może być zbyt wysoka. Dlatego należy znaleźć parametry projektowe przekształtnika sieciowego AC-DC będące kompromisem pomiędzy ceną a oczekiwanymi właściwościami i funkcjonalnościami tego układu. Odpowiedni dobór parametrów projektowych, zastosowanych komponentów oraz algorytmu sterowania dla PS umożliwia znaczące zwiększenie sprawności oraz czasu bezawaryjnej pracy ([1], [2], [6], [7]). Ponadto, możliwe jest rozszerzenie realizowanych funkcjonalności dla tego układu (min. poprzez funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu, zapadów napięcia czy mocy biernej [8]–[10]) oraz redukcja objętości i masy urządzenia jak również jego ceny ([7], [11], [12]). Kolejnym istotnym aspektem jest sprawność układów energoelektronicznych. Zastosowanie nowych materiałów, jak węglik krzemu (ang. Silicon Carbide, SiC) czy azotek galu (ang. Gallium Nitride, GaN) w tranzystorach mocy, amorficznych rdzeni w wysokoczęstotliwościowych filtrach po stronie sieci, kondensatorów z dielektrykiem stałym w obwodzie DC pozwala na znaczne zwiększenie 8 Rozdział 1: Wstęp sprawności oraz czasu bezawaryjnej pracy przekształtników sieciowych ([13]–[16], [17]–[20]). Wymagania projektowe stawiane przekształtnikom sieciowym zostały schematycznie przedstawione na Rys. 1.2. Dla prawidłowej i wysokosprawnej pracy PS wszystkie parametry projektowe powinny być precyzyjnie określone i dobrane zgodnie z warunkami pracy oraz pożądanymi właściwościami. Co więcej, problemy związane z jakością energii i stabilności sieci muszą być brane pod uwagę w procesie projektowania, jak również możliwości oferowane przez nowe materiały i technologie ([7], [17], [21], [22], [23]). Reasumując, dobór parametrów projektowych PS jest złożonym i trudnym zadaniem, wymagającym rozważenia wielu zmiennych projektowych (parametrów), aby osiągnąć oczekiwane właściwości systemu. ciężar rozmiar straty koszt maksymalizacja minimalizacja Przekształtnik Energoelektroniczny temperatura pracy czas bezawaryjnej pracy sprawność odporność gęstość mocy jakość energii dodatkowe funkcjonalności Rysunek 1.2. Wymagania projektowe dla przekształtnika sieciowego AC-DC. Ustalenie wspólnej zależności i znalezienie rozwiązania dla przeciwstawnych wymagań projektowych umożliwiaj znana z ekonomii Optymalizacja Wielokryterialna, OW (ang. MultiObjective Optimization, MOO) [7], [24]–[27]. Zastosowanie metod OW pozwala na znalezienie zbioru rozwiązań (np. parametrów projektowych PS) najlepiej spełniających przyjęte założenia (kryteria) projektowe ([24], [26]). Metody OW są obecnie intensywnie rozwijane i wdrażane w wielu dziedzinach inżynierii, gdzie wykorzystywane są do rozwiązywania skomplikowanych problemów z przeciwstawnymi wymaganiami projektowymi. Obszarem, w którym OW może być z powodzeniem stosowana, jest energoelektronika, a dokładnie projektowanie układów energoelektronicznych. Istnieje kilka podejść i metod implementacji optymalizacji wielokryterialnej w energoelektronice ([28]–[35]). Metody OW mogą być stosowane w celu zbadania potencjału danej technologii i dostępnych komponentów układu ([7], [29]), określenia najlepszych warunkach pracy ([31], [32]) lub optymalizacji poszczególnych komponentów układu elektronicznego [36]–[40]. 9 Rozdział 1: Wstęp Jednakże na podstawie przeglądu literatury można stwierdzić, że brak jest prac badawczych związanych z rozwojem metod optymalizacji wielokryterialnej parametrów projektowych przekształtników sieciowych AC-DC, które to metody byłyby dedykowane bezpośrednio do zastosowań przemysłowych oraz w systemach energetycznych. Metody przedstawione w literaturze są złożone, wymagają integracji wielu środowisk symulacyjnych i obliczeniowych do analizy różnych zjawisk fizycznych (np. zjawiska termiczne, elektryczne, magnetyczne), ponadto wymagają zaawansowanych modeli analizowanego układu. Obliczenie wyników dla jednego, konkretnego projektu wymaga czasu liczonego w dniach. Metody te nie są dedykowane do zastosowań przemysłowych, gdzie czas i wysiłek potrzebne do przeprowadzenia niezbędnych obliczeń a także złożoność analizowanych modeli należy ograniczyć do niezbędnego minimum. Ponadto należy uwzględnić nowe trendy w metodach optymalizacji (np. algorytmy ewolucyjne) oraz możliwość zastosowania zaawansowanych metod numerycznych pozwalających na skrócenie czasu obliczeń. Dlatego też opracowanie uniwersalnej procedury doboru i optymalizacji parametrów projektowych PS opartej na zastosowaniu algorytmów ewolucyjnych jest celem prezentowanej pracy. 1.2 Teza pracy Na podstawie przedstawionych zagadnień formułowano następującą tezę pracy: „Zastosowanie metod dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej ułatwi i przyspieszy proces projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC umożliwiając osiągnięcie zakładanych właściwości i funkcjonalności tego układu.” Aby możliwe było udowodnienie tezy zdefiniowano następujące cele pracy: opracowanie metodyki projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC umożlwiającej zastosowanie metod optymalizacji wielokryterialnej; wybór, definicja i opis matematyczny parametrów oraz kryteriów projektowych dla przekształtnika sieciowego AC-DC; opracowanie metodyki optymalizacji wielokryterialnej dedykowanej do implementacji w procesie projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC; badanie, analizę oraz weryfikację opracowanej metodyki doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC poprzez opracowanie modeli symulacyjnych oraz laboratoryjnych; badania eksperymentalne oraz wnikliwą analizę właściwości opracowanych modeli przyłączonych do sieci elektroenergetycznej; 10 Rozdział 1: Wstęp opracowanie dedykowanego algorytmu sterowania dla przekształtników sieciowych AC-DC o rozszerzonej funkcjonalności (kompensacja wyższych harmonicznych, mocy biernej, praca przy zaburzonym napięciu sieci), implementacja algorytmu na procesorze sygnałowym, weryfikacja eksperymentalna opracowanego algorytmu na modelach laboratoryjnych. 1.3 Metodyka W celu udowodnienia postawionej tezy zastosowano typową metodykę stosowaną w naukach technicznych składającą się z następujących etapów: Studium analityczne - etap ten zawiera analizę metod projektowania PS AC-DC, analizę metod OW oraz ich zastosowań w energoelektronice. W wyniku tego etapu zdefiniowane zostaną parametry projektowe oraz kryteria optymalizacyjne przekształtnika sieciowego AC-DC. Ponadto, wybrana zostanie metoda optymalizacji odpowiednia do analizowanego przypadku. Modelowanie - w tym etapie opracowane zostaną modele matematyczne oraz symulacyjne badanego układu. Opracowane równania i modele zostaną zweryfikowane poprzez szereg analiz i badań symulacyjnych. Wynikiem tego etapu będą opracowane i zweryfikowane modele matematyczne i symulacyjne oraz opis matematyczny parametrów projektowych i kryteriów optymalizacyjnych dla przekształtnika sieciowego AC-DC. Rozwiązanie problemu - w tym etapie uzyskane równania i modele matematyczne oraz zaproponowana metodyka doboru i optymalizacji parametrów projektowych zostaną połączone tworząc dedykowane rozwiązanie problemu doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC. Dodatkowo zaproponowana zostanie baza danych komponentów układu wykorzystywana podczas procesu optymalizacji. Wynikiem tego etapu będzie opracowanie koncepcji systemu doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC. Analiza rozwiązania - w trakcie tego etapu dokonywana jest ewaluacja i weryfikacja opracowanego systemu poprzez szereg analiz i badań. Realizowane funkcjonalności, stabilność systemu, wydajność proponowanego środowiska obliczeniowego oraz wybranych algorytmów optymalizacji będą weryfikowane, porównywane podczas szeregu analiz, dodatkowo analizowana będzie opracowana 11 Rozdział 1: Wstęp bazy danych. W wyniku tego etapu opracowany zostanie kompletny i w pełni funkcjonalny System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) przekształtnika sieciowego AC-DC. Opracowanie modeli laboratoryjnych – w trakcie tego etapu opracowane i skonstruowane zostaną trzy modele laboratoryjne przekształtników sieciowych ACDC. Parametry projektowe modeli zostaną uzyskane poprzez zastosowanie proponowanej metodyki doboru i optymalizacji przy założeniu różnych kryteriów projektowych dla poszczególnych modeli. Studium eksperymentalne – ostatnim krokiem prowadzonych prac badawczych będzie wnikliwa analiza właściwości opracowanych modeli eksperymentalnych oraz algorytmu sterowania poprzez szereg badań eksperymentalnych układów podłączonych do sieci elektroenergetycznej, 1.4 Osiągnięcia własne W opinii autora następujące części rozprawy stanowią osiągnięcia własne: opracowanie metodyki projektowania (doboru parametrów projektowych) dedykowanej dla przekształtnika sieciowego AC-DC (zaprezentowane w rozdziale 5); opracowanie procedury projektowania filtrów sieciowych wysokiego rzędu: filtru LCL, LCL z dodatkową gałęzią Trap, LLC oraz topologii złożonych (LCL+2x Trap, LLCL+Trap), zaprezentowane w podrozdziale 5.2; opracowanie metodyki optymalizacji wielokryterialnej parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC (przedstawione w podrozdziałach 4.2 oraz 6.2); opracowanie uniwersalnego przekształtnika sieciowego algorytmu AC-DC, jego sterowania dedykowanego implementacja na dla procesorze sygnałowym oraz weryfikacja eksperymentalna na opracowanych modelach laboratoryjnych dla różnych trybów pracy i warunków napięcia sieci (podrozdział 5.5, rozdział 7); opracowanie i budowa stanowiska laboratoryjnego oraz dogłębne badania eksperymentalne trzech opracowanych prototypów PS AC-DC (rozdział 7); 1.5 Organizacja pracy Rozprawa składa się z ośmiu rozdziałów oraz dodatku. W pierwszym rozdziale zawarto wstęp i sformułowano tezę pracy. 12 Rozdział 1: Wstęp Rozdział 2 zawiera opis analizowanego w rozprawie przekształtnika sieciowego AC-DC, krótką charakterystykę jego właściwości oraz opis trzech podstawowych aplikacji tego układu analizowanych w rozprawie. Rozdział 3 przedstawia wprowadzenie do metod optymalizacji wielokryterialnej i ich zastosowań w energoelektronice. Przedstawiona jest krótka klasyfikacja metod OW oraz elementy i składowe procesu optymalizacji. Przedstawiono także znane z literatury sposoby zastosowania i realizacji optymalizacji wielokryterialnej w projektowaniu przekształtników energoelektronicznych. W rozdziale 4 zostały przedstawione założenia i koncepcja Systemu Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) przekształtnika sieciowego AC-DC. System, będący dedykowaną aplikacją dostępną przez interfejs www, realizuje zaproponowaną w niniejszej pracy metodykę doboru i optymalizacji parametrów projektowych PS. Rozdział przedstawia architekturę aplikacji, jej główne komponenty oraz ogólną zasadę działania. W rozdziale 5 opisano pierwszą część proponowanego rozwiązania, jaką jest procedura doboru parametrów projektowych dla układu PS AC-DC. Szczegółowo zdefiniowane i opisane zostały parametry oraz kryteria projektowe dla dwupoziomowego przekształtnika napięcia, analizowanego w rozprawie jak przekształtnik sieciowy. Krok po kroku opisano proces doboru parametrów projektowych oraz sposób wyznaczania cząstkowych wskaźników jakości wykorzystywanych w późniejszych obliczeniach optymalizacyjnych. Rozdział przedstawia również analizę właściwości filtrów sieciowych oraz dedykowaną procedurę projektowania filtrów wysokiego rzędu (LCL, LCL+Trap, LLCL, LCL + 2x Trap oraz LLCL + Trap). Przedstawiono także dedykowaną dla PS metodę sterowania bazującą na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulatorem wektorowym (DPC-SVM) rozszerzoną o szereg dodatkowych funkcjonalności. Rozdział 6 przedstawia drugą część proponowanego w rozprawie rozwiązania, jaką jest procedura optymalizacji wielokryterialnej parametrów projektowych. W rozdziale opisano sposób realizacji procedury optymalizacji oraz implementacji zastosowanych algorytmów ewolucyjnych. Analiza i badania pięciu wybranych algorytmów ewolucyjnych są przedstawione i zilustrowana poprzez wybrane wyniki. Ponadto, wskaźniki wydajności zastosowane do porównania algorytmów optymalizacyjnych są przedstawione, opisane i zilustrowane wybranymi wynikami badań. 13 Rozdział 1: Wstęp W rozdziale 7 przedstawiono i opisano trzy modele laboratoryjne zaprojektowane z wykorzystaniem przedstawionej metodyki doboru i optymalizacji parametrów projektowych dla różnych wymagań projektowych. Właściwości skonstruowanych prototypów oraz ich poprawna praca zostały zweryfikowane przez serię badań eksperymentalnych i zilustrowane przez wybrane wyniki. Zaprezentowano także charakterystyki sprawności uzyskane dla każdego prototypu przy różnych warunkach pracy. Ponadto funkcjonalność proponowanego algorytm sterowania dla różnych aplikacji PS została zweryfikowana przez szereg badań eksperymentalnych i zilustrowana poprzez wybrane wyniki. Rozdział 8 przedstawia podsumowanie oraz uwagi końcowe. 14 Rozdział 2 Przekształtnik sieciowy AC-DC 2.1 Wprowadzenie Trójfazowy, dwupoziomowy przekształtnik AC-DC jest podstawowym układem energoelektronicznym umożliwiający dwukierunkowy przepływ energii, znajdującym zastosowanie w układach napędowych, odnawialnych źródłach energii, układach magazynowania i podwyższających jakość energii, czyli tzw. systemach generacji rozproszonej. Przy zwiększającym się udziale źródeł rozproszonych coraz powszechniej stosowane są przekształtniki energoelektroniczne podłączone do sieci elektroenergetycznej. W tym rozdziale przedstawiono podstawowe właściwości przekształtnika AC-DC pracującego jako sprzęg sieciowy, nazywanego dalej przekształtnikiem sieciowym (PS). W odniesieniu do metodyki projektowani prezentowanej w kolejnych rozdziałach przedstawiono również ogólne założenia dotyczące warunków pracy, przyłączenia do sieci oraz parametrów projektowych dla tego układu. W niniejszej rozprawie skupiono się na trzech głównych aplikacjach przekształtnika sieciowego: jako uniwersalny przekształtnik sieciowy, filtr aktywny oraz przekształtnik wspomagający. Podstawowe wymagania projektowe dla każdej z tych aplikacji zostały przedstawione poniżej. 2.1.1 W Uniwersalny przekształtnik sieciowy tej aplikacji przekształtnik AC-DC pracuje jako sprzęg między siecią elektroenergetyczną a źródłem rozproszonym. Jest to typowa, szeroko stosowana i uniwersalna aplikacja przekształtnika AC-DC, dla której trudno określić jednoznaczne i precyzyjne warunki 15 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC pracy, ponieważ zależą one od realizowanych funkcjonalności oraz parametrów źródła. Parametry projektowe określone dla tej aplikacji przekształtnika AC-DC powinny być elastyczne i uniwersalne tak, aby możliwa była praca przekształtnika dla różnych trybów pracy we względnie szerokim zakresie warunków pracy. Aplikacja przekształtnika AC-DC jako uniwersalnego sprzęgu sieciowego została przedstawiona na Rys. 2.1. Podstawowe wymagania projektowe (kryteria) dla tej aplikacji są następujące: dwukierunkowy przepływ mocy, wysoka sprawność, wysoka niezawodność (prosta konstrukcja), odporność na zaburzenia w sieci elektroenergetycznej, poprawna i stabilna praca w warunkach zaburzonego napięcia sieci (wyższe harmoniczne, zapady), wysoka jakość przetwarzanej energii, brak negatywnego oddziaływania na sieć (możliwość kompensacji zaburzeń występujących w sieci). Przepływ mocy Filtr Przekształtnik CDC Sieć Źródło/ Obciążenie/ Obciążenie aktywne Przekształtnik sieciowy AC-DC Rysunek 2.1. Przekształtnik AC-DC w aplikacji jako uniwersalny sprzęg sieciowy. 2.1.2 Filtr aktywny W tej aplikacji przekształtnik AC-DC kompensuje wyższe harmoniczne generowane przez obciążenie nieliniowe. Aplikacja przekształtnika AC-DC jako filtru aktywnego została przedstawiona na Rys. 2.2. Podstawowe wymagania projektowe dla przekształtnika pracującego w tej aplikacji są następujące: możliwość kompensacji wyższych harmonicznych (funkcjonalność algorytmu sterowania), możliwość kontroli i kompensacji mocy biernej, wysoka częstotliwość łączeń, filtr po stronie sieci typu LC lub LCL (pozwalający uzyskać wyższą dynamikę przebiegu prądu) 16 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC zminimalizowana objętość, wysoka dynamika pracy pozwalająca uzyskać przebiegi prądu o wysokim di/dt brak negatywnego oddziaływania na sieć elektroenergetyczną i podłączone do niej urządzenia. Przepływ mocy Sieć Obciążenie nieliniowe Zaburzenie Kompensacja Przepływ mocy Przekształtnik CDC Filtr aktywny Rysunek 2.2. Przekształtnik AC-DC w aplikacji jako filtr aktywny. 2.1.3 Przekształtnik wspomagający W tej aplikacji przekształtnik AC-DC zainstalowany jest jako dodatkowy układ wspomagający systemy napędowe, od strony sieci zasilane przez prostowniki diodowe. Wspomniany przekształtnik wspomagający podłączony jest równolegle do istniejącego układu (od strony AC i DC) oferując zwiększenie funkcjonalności istniejącego systemu i poprawę jakości przetwarzanej energii. W trakcie normalnej pracy napędu, przekształtnik kompensuje niepożądane harmoniczne prądu generowane przez prostownik diodowy (praca jako filtr aktywny), natomiast podczas hamowania odzyskowego umożliwia zwrot części energii do sieci. Dodatkową funkcjonalnością przekształtnika wspomagającego, zarówno w trybie pracy jako filtr aktywny jak i przy zwrocie energii jest kompensacja mocy biernej tak, aby po stronie sieci nie było przesunięcia fazowego między prądem a napięciem (w przypadku pracy jako filtr aktywny) lub wynosiło ono dokładnie 180 stopni elektrycznych (w przypadku hamowania odzyskowego). Aplikacja przekształtnika AC-DC jako przekształtnika wspomagającego, przedstawiona na Rys. 2.3, łączy funkcjonalność filtru aktywnego i przekształtnika sieciowego. Podstawowe wymagania projektowe dla przekształtnika pracującego jako przekształtnik wspomagający są następujące: możliwość kompensacji wyższych harmonicznych (funkcjonalność algorytmu sterowania), 17 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC moc znamionowa powinna wynosić około 25-50% mocy znamionowej prostownika diodowego, wysoka sprawność, minimalizacja objętości i masy, odporność na przeciążenia, wysoka dynamika pracy i kształtowanych przebiegów prądu, łatwa implementacja w istniejących układach jako ich rozszerzenie, stabilna praca przy zaburzonym napięciu sieci, możliwość kompensacji zaburzeń (zapady napięcia, moc bierna). Przepływ mocy Sieć Obciążenie aktywne Zaburzenie Kompensacja Przepływ mocy Przekształtnik Przekształtnik wspomagający Rysunek 2.3. Przekształtnik AC-DC w aplikacji jako przekształtnik wspomagający. Dla każdej z omawianych aplikacji przekształtnika AC-DC podstawowe wymagania projektowe oraz realizowane funkcjonalności są różne, przez co parametry projektowe tego samego przekształtnika dla poszczególnych aplikacji są inne. 2.2 Przekształtnik napięcia Dwupoziomowy przekształtnik napięcia (ang. Voltage Source Converter, VSC) to powszechnie stosowany układ pozwalający na realizację podstawowej funkcjonalności sprzęgu sieciowego, jaką jest dwukierunkowy przepływ mocy. Odznacza się prostotą konstrukcji, łatwością sterowania, odpornością i niezawodnością. Zastosowanie nowoczesnych tranzystorów mocy z węglika krzemu (SiC) lub azotku galu (GaN) pozwala dodatkowo na zmniejszenie strat łączeniowych czyniąc tę topologię bardziej atrakcyjną w porównaniu do bardziej złożonych i skomplikowanych układów ([41]–[43]). Niewielka liczba sterowanych elementów pozwala na redukcję objętości i masy a także uproszczenie układu sterującopomiarowego i algorytmu sterowania. Ze względu na powyższe właściwości w niniejszej rozprawie do dalszych analiz wybrano właśnie tą topologię przekształtnika, przedstawioną na 18 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC Rys. 2.4. Warunki pracy dla tej topologii przekształtnika, ograniczenia, model w dziedzinie zespolonej oraz opis matematyczny dla różnych układów współrzędnych zostały przedstawione szczegółowo w [8], [10], [41], [42], [44]. Praca falownikowa Praca prostownikowa Strona AC S1 Sieć Strona DC S2 S3 CDC Filtr sieciowy S4 S5 S6 Rysunek 2.4. Dwupoziomowy przekształtnik napięcia AC-DC. 2.3 Metoda sterowania Integralną częścią przekształtnika sieciowego AC-DC jest metoda sterowania, zaimplementowana w procesorze sygnałowym, wraz z systemem sterująco-pomiarowym wykorzystana do kontroli układu. Zastosowany algorytm sterowania pozwala na realizację podstawowych funkcji układu (kontrola prądów po stronie AC oraz napięcia w obwodzie DC, dwukierunkowy przepływ mocy), jak również dodatkowych funkcjonalności (stabilna praca przy zaburzonym napięciu sieci, kompensacji wyższych harmonicznych prądu, kompensacja zapadów napięcia, kontrola mocy czynnej i biernej). Istnieje wiele podziałów i klasyfikacji metod sterowania dedykowanych dla przekształtników sieciowych, w zależności od przyjętych kryteriów, realizowanych funkcjonalności, konstrukcji algorytmu, realizację impulsów sterujących, itp. Uproszczoną, poglądową klasyfikację przedstawiono na Rys. 2.5. Szczegółowy opis metod sterowania można znaleźć w [9], [42], [45]–[48]. W niniejszej pracy zastosowano metodę sterowania bazującą na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulatorem wektorowym (ang. Direct Power Control with Space Vector Modulator, DPC-SVM) o konstrukcji modułowej, rozszerzoną o szereg dodatkowych funkcjonalności. Szczegółowo metoda została przedstawiona w rozdziale 5. 19 Rozdział 2: Przekształtnik sieciowy AC-DC Metody sterowania przekształtnikami sieciowymi AC-DC Podział Realizacja Cyfrowa Analogowa Z sygnałem nośnym Modulator wektorowy Zorientowane napięciowo (VOC) Sterowanie mocą (DPC) Na podstawie pomiaru napięcia (VOC, DPC) Na podstawie wirtualnego strumienia (VFOC, VF-DPC) Estymacja napięcia Układ pomiarowy Standardowy Zredukowana licz. czujników (pomiar prądu i napięcia) (estymacja prąd/napięcia) Standardowe funkcje Rozszerzona funkcjonalność (kontrola prądów po stronie AC i napięcia w obw. DC, dwukierunkowy przepływ mocy) (praca przy zaburzonym napięciu, dodatkowa kompensacja harmonicznych, zapadów, mocy biernej, itp.) Na podstawie modelu (Sterowanie predykcyjne) Technika modulacji Główne zmienne Realizowane funkcjonalności Na podstawie pomiarów (sterowanie na podstawie zmierzonych wartości chwilowych prądu i napięcia w układzie) Standardowy algorytm Algorytm modułowy (algorytm zaprojektowany jako jednolita całość) (każda z funkcjonalność algorytmu jest oddzielnym modułem) Predykcja Budowa algorytmu Rysunek 2.5. Poglądowa i uproszczona klasyfikacja metod sterowania dedykowanych dla przekształtników sieciowych AC-DC. 20 Rozdział 3 Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice 3.1 Wprowadzenie Jakość pracy przekształtnika sieciowego AC-DC, jego właściwości, jak i realizowane funkcje są zależne od parametrów projektowych tego układu. Właściwy ich dobór jest złożonym zadaniem, wymagającym rozważenia wielu zmiennych projektowych (parametrów), aby osiągnąć pożądane właściwości przekształtnika (spełnić wymagania projektowe). Takie podejście wymaga interdyscyplinarnej wiedzy z różnych dziedzin (np. projektowanie elementów magnetycznych, projektowanie obwodu mocy przekształtnika, analiza termiczna układu, dobór parametrów algorytmu sterowania, itp.), doświadczenia i umiejętności. Ponadto, aby być na bieżąco z dostępnymi rozwiązaniami nowe technologie i materiały powinny być brane pod uwagę podczas procesu projektowania. Projektant musi przeanalizować szereg kryteriów projektowych, takich jak cena gotowego układu, jego sprawność, objętość, masa, współczynnik gęstości mocy itp. Aby możliwe było pogodzenie i spełnienie przeciwstawnych wymagań projektowych należy przyjąć odpowiednie założenia i uproszczenia. Bez specjalistycznych narzędzi wspomagających proces projektowania trudno jest dokładnie przewidzieć (oszacować) jak zmiana jednego parametru (np. częstotliwości łączeń) wpłynie na właściwości całego układu (jego sprawność, cenę, układ chłodzenia, objętości, itp.). W większość przypadków jakość końcowego projektu zależy od inżyniera, jego wiedzy, doświadczenia i umiejętności. 21 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice Ustalenie wspólnej zależności i znalezienie rozwiązania dla przeciwstawnych wymagań projektowych umożliwiają znane z ekonomii metody optymalizacji wielokryterialnej. Optymalizacja wielokryterialna jest narzędziem matematycznym, powszechnie stosowanym w inżynierii, które może wspierać projektanta w procesie podejmowania decyzji i analizy dostępnych rozwiązań pozwalając na wybór tych, które najlepiej spełniają przyjęte kryteria – rozwiązań Pareto optymalnych ([7], [24], [26], [27]). 3.2 Proces optymalizacji Celem procesu optymalizacji jest uzyskanie rozwiązań najlepiej spełniających przyjęte kryteria (wymagania) projektowe. W analizowanym przypadku spodziewanym wynikiem optymalizacji jest zbiór parametrów projektowych PS optymalnych względem przyjętych założeń projektowych. Kryteriami (założeniami) są oczekiwane właściwości i funkcjonalności przekształtnika, w procesie optymalizacji wyrażone przez wskaźniki jakości. Wskaźnik jakości jest numeryczną, mierzalną reprezentacją kryteriów i oczekiwań projektowych. Dla n kryteriów wskaźniki tworzą n wymiarową przestrzeń jakości. Z dostępnej przestrzeni jakości algorytm optymalizacji wybiera rozwiązania najlepsze (optymalne). Dla analizowanego przypadku nie ma jednego, optymalnego rozwiązania, lecz zbiory rozwiązań (kompromisów) najlepiej spełniających przyjęte kryteria, tworzące front Pareto (globalne optimum) znajdujący się w przestrzeni jakości dostępnych rozwiązań. Proces optymalizacji zilustrowany dla dwuwymiarowej przestrzeni jakości przedstawiono na Rys. 3.1. xi pi Front Pareto p am (x, k ) Przestrzeń projektowa kl k ( k 1 , k 2 ,... k l ) Stałe projektowe r Ograniczenia, m Warunki brzegowe x ( x1 , x 2 ,... x n ) Parametry projektowe Przestrzeń jakości pl p ( p1 , p 2 ,... p n ) Wskaźniki jakości Algorytm optymalizacji Rysunek 3.1. Proces optymalizacji i jego wynik – front Pareto (globalne optimum). Proces optymalizacji składa się z: modelu analizowanego system i jego parametrów, kryteriów projektowych, ograniczeń i warunków brzegowych, podejmującego decyzję oraz analityka, co przedstawiono na Rys. 3.2. 22 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice Analityk Dodatkowe kryteria/ preferencje Parametry Budowa modelu OPTYMALIZACJA Weryfikacja Podejmowanie decyzji Narzędzie weryfikacji Kryteria/ Ograniczenia Podejmujący decyzję Rysunek 3.2. Podstawowe elementy procesu optymalizacji. Ze względu na możliwość rozwiązywania problemów wielowymiarowych (wielokryterialnych) metody OW mogą być stosowane w energoelektronice, min. do wsparcia procesu projektowania przekształtników sieciowych AC-DC ([32], [33], [35], [49]). 3.2.1 Model Systemu Pierwszym elementem procesu optymalizacji jest model analizowanego systemu. Uzyskanie matematycznego opisu rozpatrywanego zagadnienia uwzględniającego różne właściwości fizyczne układu (zjawiska elektryczne, termiczne, objętość itp.) jest złożonym zadaniem, najtrudniejszym w całym procesie optymalizacji. Stopień skomplikowania opisu matematycznego jest zależny od ilość zmiennych i oczekiwanej dokładności obliczeń. Duża złożoność modelu będzie skutkowała długim czasem wykonywania obliczeń, dlatego też stopień skomplikowania modelu matematycznego musi być kompromisem pomiędzy oczekiwaną dokładnością a czasem wykonania obliczeń. Wzrastająca moc obliczeniowa nowoczesnych komputerów oraz rozwój na rynku oprogramowania służącego do modelowania i optymalizacji różnych układów pozwalają współczesnym inżynierom na analizę skomplikowanych zjawisk i złożonych modeli różnych systemów. W dziedzinie energoelektroniki dostępnych jest wiele środowisk obliczeniowych, takich jak: Matlab z bibliotekami Simulink i PLECS [50], Synopsys Saber [51], PSIM [52], Gecko Circuits [53], ponadto często stosowane są inne środowiska do symulacji wielu zjawisk fizycznych jednocześnie (MapleSim [54], Simplorer [55], Modelica [56], COMSOL Multiphysics [57]). Często, w celu uzyskania odpowiednio wysokiej dokładności obliczeń konieczne jest integracja kilku środowisk obliczeniowych w celu modelowania wielu zjawisk fizycznych, np. rozmieszczenie elementów na radiatorze, modelowania termicznego, zakłóceń EMI, itp. ([33], [31]). 23 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice W niniejszej pracy do optymalizacji wykorzystano dedykowane narzędzie, jakim jest opracowany System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) przekształtnika sieciowego AC-DC. Prezentowany SDiOPP jest aplikacją sieciową dostępną poprzez stronę www wykorzystującą środowisko obliczeniowe GNU Octave [58] wraz z biblioteką optymalizacji wielokryterialnej MOEA Framework [59] oparty o środowisko Java. W celu weryfikacji opracowanych równań i modeli matematycznych oraz do analizy dodatkowych zjawisk fizycznych wykorzystano środowiska Synopsys Saber oraz Matlab. 3.2.2 Parametry (zmienne) optymalizacyjne Kolejną częścią procesu optymalizacji są parametry (zmienne) optymalizacyjne. Przez parametr rozumiana jest każda zmienna wpływająca na właściwości układu analizowana przez algorytm optymalizacji. W przypadku analizowanego przekształtnika sieciowego parametrami poddanymi optymalizacji są: filtr po stronie sieci (typ, wartości elementów), łączniki mocy, układ chłodzenia, częstotliwość łączeń, poziom napięcia w obwodzie DC, pojemność obwodu DC, typ zastosowanego kondensatora oraz algorytm sterowania. W zaproponowanej metodzie optymalizacji zarówno zmienne projektowe (typ łącznika czy kondensatora DC) jak i wielkości opisujące warunki pracy (częstotliwość łączeń, poziom napięcia DC) są parametrami optymalizacyjnymi, które schematycznie przedstawiono na Rys. 3.3. Filtr sieciowy (typ oraz wartości elementów) Typ łączników Chłodzenie Częstotliwość łączeń Algorytm sterowania Kondensator w obw. DC (pojemność, typ) Parametry Sieć EE Kryteria Jakość energii (ITHD) AC-DC Napięcie w obw. DC Przekształtnik sieciowy AC-DC Cena/Koszty Sprawność Objętość/Masa Rysunek 3.3. Analizowane parametry (zmienne) optymalizacyjne oraz kryteria (wymagania) projektowe dla przekształtnika sieciowego AC-DC. 3.2.3 Kryteria i ograniczenia Kryteriami optymalizacyjnymi są właściwości i funkcjonalności układu, które projektant chce osiągnąć. W przypadku analizowanego przekształtnika sieciowego AC-DC są to: poprawa jakości przetwarzanej energii, zwiększenie sprawności układu oraz minimalizacja objętości, masy oraz ceny (patrz Rys. 3.3). Matematyczną reprezentacją kryterium jest wskaźnik jakości 24 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice (nazywany też wskaźnikiem kosztów). Wskaźniki jakości określają przestrzeń projektową, z której najlepsze rozwiązania tworzą front Pareto, przedstawiony na Rys. 3.1 (na podstawie [7]). Podstawowymi wskaźnikami jakości stosowanymi w energoelektronice, zdefiniowanymi na podstawie [7] są: - Sprawność (straty), P PO p.u. , O 100% % , PI PI (3.1) gdzie PO – moc na wyjściu układu, PI – moc na wejściu. - Jakość przetwarzanej energii, wyrażona min. przez THD prądu lub napięcia (ITHD / UTHD); - Objętość / Masa układu wyrażone min. przez współczynnik gęstości mocy (ρ): PO, N kW kVA , , VG dm3 dm3 (3.2) gdzie PO,N – nominalna moc wyjściowa, VG – sumaryczna objętość układu. Cena (koszty). - W zależności od sposobu definicji wskaźniki jakości powinny być minimalizowane lub maksymalizowane. W niektórych podejściach projektowych wskaźnik jakości wyrażony jest w postaci ograniczenia. Ograniczenie jest limitem, maksymalną lub minimalną wartością danego wskaźnika, która musi zostać osiągnięta, aby spełnione były założenia projektowe, np. maksymalne dopuszczalne straty mocy, maksymalna dopuszczalna objętość, minimalna sprawność itd. ([31], [60], [61]). 3.2.4 Podejmujący decyzję i Analityk Kolejnym elementem procesu optymalizacji jest podejmujący decyzję (patrz Rys. 3.2). Jest to osoba z wiedzą ekspercką z zakresu optymalizowanego problem. Na podstawie swojej wiedzy i doświadczenia podejmujący decyzję jest w stanie przeanalizować niezdominowane rozwiązania wygenerowane przez procedurę optymalizacji (Rys. 3.1) i wybrać z nich te, które najlepiej spełniają jego oczekiwania (założenia projektowe). Ponadto, podejmujący decyzję może ustalić znaczenie poszczególnych wskaźników jakości poprzez dobór współczynników wagowych w funkcji celu oraz zdefiniowanie ograniczeń. Podejmujący decyzję jest także odpowiedzialny za weryfikację wyników wygenerowanych przez procedurę optymalizacji. Na podstawie swojej wiedzy i doświadczenia oraz zastosowanych narzędzi (badania symulacyjne, model eksperymentalny, itd.) przeprowadza on studium wykonalności. Studium polega na ocenie czy wyniki uzyskane przy zastosowaniu metod optymalizacji i przyjętych modeli matematycznych mogą zostać zastosowane w praktyce (np. istnieją rzeczywiste elementy 25 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice posiadające parametry wyznaczone przez obliczenia matematyczne). Weryfikacja uzyskanych wyników i możliwości ich zastosowania w rzeczywistych układach jest niezbędną częścią procesu optymalizacji. W przypadku układów energoelektronicznych może to być ograniczenie obliczeń do istniejących, rzeczywistych elementów, badania symulacyjne lub opracowanie modelu laboratoryjnego. Analityk jest osobą lub programem komputerowym odpowiedzialnym za modelowanie analizowanego problemu (patrz Rys. 3.2). Istotną rolą analityka jest przedstawienie uzyskanych modeli, kolejnych kroków procesu optymalizacji oraz uzyskanych wyników podejmującemu decyzję w taki sposób, aby mógł je zrozumieć i zinterpretować. Przy rozwiązywaniu problemów o liczbie kryteriów (wymiarów) większej od 3 przedstawienie wyników optymalizacji w sposób czytelny dla podejmującego decyzję jest znacznie skomplikowane [62]. 3.3 Dyskretna optymalizacja wielokryterialna W niniejszej pracy dobór i optymalizacja parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC jest traktowana jako zagadnienie o skończonej liczbie możliwości (kombinacji), taka by możliwe było zastosowanie metod dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej (DOW). Obecnie jedną z popularnych metod służących do rozwiązywania złożonych zagadnień dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej są algorytmy ewolucyjne (AE). AE wykorzystują mechanizmy zainspirowane procesami ewolucji, takie jak krzyżowanie, mutacja czy rekombinacja. Celem wszystkich technik ewolucyjnych jest wybór z danej populacji osobników najsilniejszych, podobnie jak ma to miejsce w przypadku doboru naturalnego. Wybór odbywa się na podstawie przyjętych kryteriów (funkcja kosztu), miarą „siły” osobników są wskaźniki jakości [63]. Problem jest zdefiniowany następująco: min f (x) f1 (x), f 2 (x), x , f k (x), (3.3) gdzie x jest zbiorem dostępnych rozwiązań a fi(x) funkcją kosztów reprezentującą poszczególne kryteria. Cały proces optymalizacji jest oparty na populacjach, które ewoluują w czasie kolejnych pokoleń (selekcja najsilniejszych osobników). W każdym pokoleniu, osobniki z populacji ocenia się na podstawie przyjętych kryteriów. Z danej generacji (pokolenia) wybierane są najsilniejsze, które następnie tworzą kolejną generację (nowe pokolenie). Nowa generacja poddana jest procesowi ewolucji (operacje genetyczne: mutacja, krzyżowanie, itd.) a następnie znowu poddawana ocenie. Cały proces jest powtarzany, aż spełnione są warunki końcowe (np. minie określona liczba generacji). Schemat procesu przedstawiono na Rys. 3.4. 26 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice Start (Inicjalizacja) Populacja początkowa Ewaluacja każdego osobnika (genotyp) Wybór osobników najsilniejszych X - generacji (Spełnione warunki końcowe, np. maksymalna liczba ewaluacji) Nowa populacja (Rodzic) Ewolucja populacji (mutacja, krzyżowanie, itd.) Nowa populacja (kolejna generacja) Najsilniejsze osobniki (rozwiązania niezdominowane) Rysunek 3.4. Schemat blokowy procesu optymalizacji bazującego na algorytmie ewolucyjnym. 3.4 Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice Istnieje wiele prac przedstawiających zastosowanie metod optymalizacji wielokryterialnej w energoelektronice, jednakże w większości z nich obiektem optymalizacji jest tylko jeden element układu energoelektronicznego (np. algorytm sterowania [37], [64], [65]; filtr po stronie sieci [36], [38], [66] czy dławik [67]). Tylko kilku autorów traktuje zagadnienie projektowania układu energoelektronicznego jako całość, wykorzystując optymalizację w celu znalezienia globalnego optimum [12], [32], [33], [35], [49], [60], [61]. Ze względu na charakter niniejszej rozprawy, dedykowanej kompleksowemu podejściu do projektowania przekształtników sieciowych, właśnie te prace są w centrum zainteresowania autora będąc inspiracją do opracowania własnej metody optymalizacji. Jedną z najbardziej zaawansowanych metod optymalizacji wielokryterialnej, z sukcesem zastosowaną do projektu wielu urządzeń energoelektronicznych, jest metoda opracowana w ETH Zurich ([7], [12], [14], [15], [28], [29], [43], [49], [66], [68]). W tym podejściu każdy z komponentów analizowanego układu energoelektronicznego jest wnikliwie modelowany dla poszczególnych kryteriów optymalizacyjnych (straty, objętość, itd.). Proces optymalizacji przebiega dwuetapowo – pierwszym etapem jest optymalizacja na poziomie komponentów (optymalizacja lokalna) drugim optymalizacja na poziomie całego układu (optymalizacja globalna). Oba poziomy optymalizacji są współzależne co komplikuje cały proces. Takie podejście pozwala na wyznaczenie potencjału, możliwości i granic zastosowań dostępnej bazy 27 Rozdział 3: Optymalizacja wielokryterialna w energoelektronice technologicznej (np. technologii wykonania elementów półprzewodnikowych) pod kątem jej aplikacji w układach energoelektronicznych. Przedstawiona metoda wymaga szczegółowych i zaawansowanych modeli matematycznych poszczególnych komponentów układu energoelektronicznego, które były rozwijane przez kilkunastoosobowy zespół na przestrzeni lat. Modele są dodatkowo doprecyzowywane i dostrajane dla każdego optymalizowanego przypadku osobno. Uzyskane wyniki optymalizacji muszą zostać zweryfikowane (studium wykonalności) żeby potwierdzić czy istnieją rzeczywiste rozwiązania (np. podzespoły energoelektroniczne) spełniające przyjęte kryteria. Ponadto metoda wymaga olbrzymich zasobów obliczeniowych i czasu na wykonanie całego procesu optymalizacji. W procesie projektowania przekształtników do zastosowań przemysłowych tak zaawansowane i skomplikowane metody nie są konieczne. Innym podejściem do optymalizacji wielokryterialnej układów energoelektronicznych jest metoda rozwijana przez badaczy ze Szkoły Inżynierów w Paryżu we współpracy z firmą Citroen [31], [60], [69]–[71]. W tym podejściu zastosowano znacznie prostsze modele komponentów układu energoelektronicznego. Było to możliwe dzięki temu, że część zmiennych wykorzystanych w obliczeniach (wyznaczenie strat mocy w łącznikach energoelektronicznych, elementach magnetycznych itd.) jest odczytana z not katalogowych komponentów układu. Dodatkowym uproszczeniem jest zastosowanie tylko jednej funkcji celu przy założeniu, że inne wymagania projektanta realizowane są poprzez narzucone ograniczenia. Przedstawiona metoda została wykorzystana do optymalizacji przekształtników DC-DC [31], [32], [71]. Wadami opisanego rozwiązania są: konieczność stosowania kilku środowisk obliczeniowych (oddzielne dla zjawisk elektrycznych, termicznych itd.) do pełnego procesu optymalizacji oraz w celu uzyskania dużej dokładności obliczeń konieczność wykonania szeregu dodatkowych pomiarów laboratoryjnych analizowanych komponentów (np. elementów magnetycznych). Ponadto, metodę zaproponowano jedynie dla przekształtników DC-DC. Inne metody optymalizacji wielokryterialnej przedstawiono w [33], [35] czy [72]. Przegląd literatury wykonany przez autora zarysował następujące problemy: brak jest nowych badań w dziedzinie optymalizacji parametrów układów energoelektronicznych, w tym szczególnie przekształtników sieciowych AC-DC odpowiednich do zastosowań przemysłowych. Przedstawione metody są skomplikowane, wymagając integracji wielu środowisk symulacyjno-obliczeniowych oraz zaawansowanych modeli komponentów układu. Dlatego opracowanie uniwersalnego narzędzia wspierającego proces projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC odpowiedniego do zastosowań przemysłowych jest celem niniejszej pracy. 28 Rozdział 4 System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych 4.1 Wprowadzenie Zdefiniowanym celem pracy jest opracowanie narzędzia wspomagającego proces projektowania przekształtników sieciowych. Cel ten został zrealizowany przez opracowanie System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) dedykowanego dla przekształtników sieciowych AC-DC. SDiOPP został opracowany jako aplikacja sieciowa dostępna poprzez stronę www realizująca dwie główne funkcjonalności – wyznaczenie parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC oraz ich optymalizację względem przyjętych kryteriów projektowych. Zaprezentowanego system, przedstawiony schematycznie na Rys. 4.1 składa się z trzech głównych elementów: 1) procedury doboru parametrów projektowych, 2) bazy danych z parametrami rzeczywistych, dostępnych na rynku komponentów układu, 3) procedury dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej. 29 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych Projektant - Warunki początkowe - Ograniczenia 1) Procedura doboru parametrów - Preferencje/ wymagania Parametry ogólne układu 2) Baza danych komponentów 3) Procedura optymalizacjyjna Zoptymalizowane parametry układu Rysunek 4.1. Schemat blokowy opracowanego Systemu Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) dedykowanego dla przekształtnika sieciowego AC-DC. 4.2 Działanie SDiOPP Każdy z przedstawionych na Rys. 4.1 głównych elementów prezentowanego SDiOPP składa się z szeregu subkomponentów oraz skryptów obliczeniowych, które przetwarzają wyniki obliczeń i uzyskane dane numeryczne. Proces przetwarzania danych obliczeniowych oraz wyznaczania zmiennych projektowych przedstawiono na Rys. 4.2. Pierwsza część obliczeń polega na wyznaczeniu na podstawie wiedzy eksperckiej z zakresu energoelektroniki parametrów ogólnych układu. W analizowanym przypadku są to: typ filtru po stronie sieci oraz wartości jego komponentów, wartości prądów i napięć przekształtnika, pojemność obwodu DC. Ponadto określone są warunki pracy przekształtnika, takie jak: częstotliwość łączeń (fsw), poziom napięcia w obwodzie DC (UDC), wydajność układu chłodzenia (współczynnik CSPI), rezystancja termiczna radiatora (RTH) oraz szereg wartości pomocniczych. Wyznaczone wartości tworzą wektor parametrów ogólnych (WPO), co przedstawiono na Rys. 4.2 (oraz Rys. 5.2 w kolejnym rozdziale). Parametry ogólne wyznaczone są na podstawie skryptu obliczeniowego oznaczonego na Rys. 4.2 jako “electrical engineering”. Niewątpliwą zaletą opracowanego systemu jest fakt, że skrypt ten może zostać zmodyfikowany w zależności od analizowanej topologii przekształtnika czy realizowanych funkcjonalności układu bez ingerencji w strukturę całego SDiOPP. W niniejszej pracy równania matematyczne zastosowane w obliczeniach są dedykowane dla dwupoziomowego przekształtnika napięcia oraz 3 różnych typów filtrów po stronie sieci (LCL, LCL+Trap, LLCL). 30 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych Projektant Kryteria Parametry wejściowe Ograniczenia Skrypt oblicz. Baza danych komponentów (electrical engineering) - Dławiki (L) - Łączniki energoelektr. (S) - Kondensatory (C) Wektor parametrów ogólnych Skrypt oblicz. (dławiki) Cząstkowe wskaźniki jakości (LLOSSES, LWEIGHT, LVOLUME, LPRICE) Skrypt oblicz. (łączniki energoelektr.) Cząstkowe wskaźniki jakości (SLOSSES, SWEIGHT, SVOLUME, SPRICE) Skrypt oblicz. (kondensatory) Cząstkowe wskaźniki jakości (CLOSSES, CWEIGHT, CVOLUME, CPRICE) Współ. wagowe Globalne wskaźniki jakości Volume (V), Weight (W), Losses (L), Price (P) n (iteracji) m (populacji) αL , αS , αC Algorytmy: Algorytm Ewolucyjny (MOEA Framework) NSGAIII, OMOPSO, eMOEA, SPEA2, SMPSO Front Pareto (zoptymalizowane parametry projektowe) Rysunek 4.2. Schemat blokowy przedstawiający realizację procesu doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC. Kolejnym elementem układu, zaznaczonym na Rys. 4.1 oraz Rys. 4.2, jest baza danych komponentów układu. Baza zawiera parametry rzeczywistych, dostępnych na rynku komponentów układu przekształtnika sieciowego AC-DC: dławików, kondensatorów oraz łączników energoelektronicznych. W celu uniknięcia wspomnianego w rozdziale 3.4 studium wykonalności dotyczącego komponentów układu w obliczeniach uwzględnione są tylko rzeczywiste elementy, których parametry wprowadzone są do bazy na podstawie noty katalogowej producenta. Zastosowanie bazy danych komponentów pozwala na stosunkowo 31 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych proste dodawanie do procesu optymalizacji nowych dostępnych na rynku elementów i technologii (np. łączników SiC) na podstawie parametrów z not katalogowych, jak również na ograniczenie analizy (i liczby wykonywanych obliczeń) do tych elementów układu, które są obiektem zainteresowania projektanta (poprzez ich wybór z bazy danych). Wyznaczone parametry ogólne układu wraz ze zdefiniowanymi warunkami pracy i parametrami rzeczywistych komponentów pozwalają na wyznaczenie cząstkowych wskaźników jakości (CWJ) co przedstawiono na Rys. 4.2. Wskaźniki jakości są numeryczną reprezentacją kryteriów (wymagań) optymalizacyjnych. W analizowanym przypadku są to straty mocy, objętość, masa oraz koszt poszczególnych komponentów. Cząstkowe wskaźniki jakości są wyznaczane na podstawie równań matematycznych realizowanych przez skrypty obliczeniowe zaimplementowane w procedurze. Dokładność obliczeń zależy od zawartości skryptu i może być modyfikowana w zależności od potrzeb i dostępnej mocy obliczeniowej. W prezentowanym przypadku użyte równania są kompromisem pomiędzy dokładnością obliczeń a czasem potrzebnym na ich wykonanie. W kolejnym kroku obliczeń na podstawie wyznaczonych CWJ oraz preferencji projektanta (wyrażonych przez współczynniki wagowe globalnej funkcji celu) wyznaczane są globalne wskaźniki jakości (ang. Global Performance Indices, GPIs) na podstawie zależności: GPI VOLUME ( L LVOLUME S SVOLUME C CVOLUME ) GPIWEIGHT ( L LWEIGHT S SWEIGHT C CWEIGHT ) GPI LOSSES ( L LLOSSES S S LOSSES C CLOSSES ) , (4.1) GPI PRICE ( L LPRICE S S PRICE C CPRICE ) gdzie αL, αS, αC, są współczynnikami wagowymi poszczególnych komponentów (L – dławik, S – łącznik energoelektroniczny, C – kondensator) a VOLUME, WEIGHT, LOSSES, PRICE są wskaźnikami jakości (odpowiednio: objętość, masa, straty mocy oraz koszty). Na podstawie globalnych wskaźników jakości wykonywana jest procedura optymalizacji wielokryterialnej, czyli ostatni element systemu, przedstawiony na Rys. 4. 1. 4.3 Realizacja sprzętowa Opracowany SDiOPP, który integruje procedurę doboru parametrów projektowych, bazę danych rzeczywistych komponentów układu oraz algorytm optymalizacji składa się z następujących elementów: Interfejsu użytkownika Bazy danych MySQL 32 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych Środowiska obliczeniowego (GNU Octave) środowiska optymalizacyjnego (MOEA Framework) symulatora zagadnień energoelektronicznych (skrypty Octave/Matlab) Architekturę system przedstawiono na Rys. 4.3, zaimplementowany został na wirtualnej maszynie z przydzielonymi 8 wirtualnymi procesorami (Intel Xeon X5460) z zegarem 3.16 GHz oraz 4 GB pamięci RAM. Interfejs użytkownika (aplikacja sieciowa) - parametry wejściowe -warunki brzegowe - współczynniki wagowe - parametry optymalizacji - analiza wyników (Apache HTTP Server + Apache Tomcat + Grails Framework) Baza danych (MySQL) - Wektory parametrów - Wskaźniki jakości - Komponenty (łączniki, dławiki, kondensatory) - Wyniki Środ. optymalizacyjne (MOEA Framework) - algorytmy ewolucyjne (NSGAIII, OMOPSO, eMOEA, SPEA2, SMPSO) System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych Środowisko obliczeniowe Octave 1 ... Octave n (liczba instancji / rdzeni procesora) GNU Octave Symulacja zagadnień energoelektronicznych - skrypty obliczeniowe Octave/ Matlab do wyznaczania wskaźników jakość dla konkretnych warunków pracy i komponentów układu Podsystem obliczeniowy Rysunek 4.3. Architektura opracowanego Systemu Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP). Stworzony SDiOPP działa w oparciu o system Linux, obsługiwany jest poprzez interfejs użytkownika dostępny pod adresem strony internetowej systemu (adres podany w [73]). Z poziomu interfejsu użytkownika możliwa jest definicja parametrów wejściowych, określenie warunków brzegowych, kryteriów optymalizacji, przeprowadzenie całego procesu optymalizacji oraz analiza i częściowa wizualizacja uzyskanych wyników. Po zalogowaniu użytkownik uzyskuje dostęp do zaawansowanych funkcji systemu, takich jak modyfikacja skryptów obliczeniowych czy zarządzanie bazą danych. Zarządzanie opracowanym SDiOPP poprzez przeglądarkę www umożliwia dostęp do aplikacji z każdego miejsca na świecie (warunkiem jest dostęp do Internetu), co czyni opracowane rozwiązanie niezwykle elastycznym i wszechstronnym. Opracowanie systemu jako aplikacji sieciowej umożliwia ponadto łatwe zarządzanie systemem, jego uaktualnienia i rozbudowę o kolejne funkcjonalności (dzieje się to jedynie na poziomie serwera, nie użytkownika końcowego). 33 Rozdział 4: System Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych W opracowanym SDiOPP symulacja zagadnień energoelektronicznych odbywa się poprze wykonanie odpowiednich skryptów obliczeniowych (patrz Rys. 4.2). Skrypty zawierają wiedzę ekspercką z zakresu projektowania przekształtników wykorzystywaną do wyznaczenia parametrów ogólnych układu, cząstkowych wskaźników jakości oraz szeregu wielkości pomocniczych. Napisane są jako m-funkcje z wykorzystaniem składni programu Matlab a wykonywane w opracowanym systemie przez środowisko GNU Octave [58]. Realizacja zagadnień energoelektronicznych poprzez skrypty obliczeniowe pozwala na zastosowanie opracowanego rozwiązania dla szeregu różnych aplikacji i topologii przekształtników - zmiana właściwości analizowanego układu odbywa się na poziomie modyfikacji skryptu obliczeniowego, nie zmieniając struktury całego systemu. Ogólną strukturę opracowanego SDiOPP przedstawiono na Rys. 4.4. Parametry wejściowe Skrypty obliczeniowe Parametry ogólne Lokalne wskaźniki wydajności Globalne wskaźniki jakości Baza danych MySQL Postprocesing wyników, Wizualizacja Wyniki (Pareto Front) Optymalizacja Rysunek 4.4. Ogólna struktura opracowanego Systemu Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych wykorzystującego bazę danych MySQL oraz skrypty obliczeniowe Matlab/Octave. 34 Rozdział 5 Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC 5.1 Wprowadzenie W niniejszym rozdziale przedstawiono zaproponowaną metodykę doboru parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC. Wyznaczenie parametrów układu jest pierwszą częścią procesu doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika realizowaną przez opisany w poprzednim rozdziale SDiOPP. W celu wyznaczenia parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC projektant określa następujące parametry wejściowe: PN – moc znamionową układu, UGRID – znamionowe napięcie sieci, fg – częstotliwość sieci, ΔUDC – zakładane tętnienia napięcia w obwodzie DC wyrażone w % względem znamionowej wartości napięcia (UDC), rodzaj filtru po stronie sieci, analizowane są następujące filtry: LCL, LCL+Trap, LLCL, dodatkowo w pracy przedstawiono analizę bardziej złożonych filtrów (LCL+2x Trap oraz LLCL+Trap). ponadto projektant określa warunki brzegowe pracy układu (dopuszczalny zakres zmian częstotliwości łączeń – fsw, napięcia w obwodzie DC – UDC, rezystancji termicznej radiatora – RTH, analizowany krok zmian tych wartości oraz tolerancję 35 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC względem wartości znamionowych przy doborze biernych komponentów układu (C i L). Widok wydruku ekranu z opracowanego system zawierającego okno z deklaracją wartości początkowych przedstawia Rys. 5.1. Na podstawie zdefiniowanych parametrów wejściowych wyznaczane są parametry ogólne układu (patrz Rys. 4.1). Obliczone wielkości tworzą wektor parametrów ogólnych układu, co przedstawiono na Rys. 5.2, który zawiera następujące wielkości: napięcie w obwodzie DC (UDC), częstotliwość łączeń (fsw), pojemność obwodu DC (CDC), wartości elementów biernych filtru po stronie sieci, w zależności od rodzaju zastosowanego filtru są to: dla filtru LCL (LC, LG, CLCL), dla filtru LCL+Trap (LC, LG, LTRAP, CTRAP, CLCL), dla filtru LLCL (LC, LG, CLCL, LTRAP) oraz szereg wielkości pomocniczych. Rysunek 5.1. Okno deklaracji parametru wejściowych dla procesu doboru i optymalizacji parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC – wydruk ekranu z opracowanego SDiOPP. 36 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC Projektant Parametry wejściowe Warunki brzegowe [PN, UGRID, fG, ΔUDC, typ filtru, właściwości filtru (RippC, SplitR, Q)] [… < fSW < … , krok 1] [… < UDC < …, krok 2] …< UDC <… krok 2 …< fSW <… krok 1 Ogólne parametry projektowe układu Wykonane iteracyjnie z różnymi wartościami fSW i UDC Wektor parametrów ogólnych układu Wydruk ekranu z opracowanego SDiOPP Rysunek 5.2. Wektor parametrów ogólnych układu – sposób wyznaczania oraz reprezentacja w opracowanym SDiOPP. 5.2 Filtr po stronie sieci Filtr po stronie sieci w zaprezentowanej procedurze doboru parametrów traktowany jest jako integralny element układu przekształtnika sieciowego AC-DC. Dobór parametrów filtru jest istotny z punktu widzenia spełnienia standardów dotyczących jakości przetwarzanej energii ([38], [66], [74]), dynamiki i oczekiwanych właściwości układu ([66], [75], [76]). W niniejszej pracy analizie poddano filtry wysokiego rzędu (LCL, LCL+Trap, LLCL) ze względu na ich właściwości tłumiące oraz oferowaną możliwość redukcji elementów biernych ([75], [77]– [79]). Schemat przekształtnika sieciowego AC-DC z analizowanymi filtrami został przedstawiony na Rys. 5.3. Przekształtnik AC-DC Filtr sieciowy Sieć 1. LG LC CF LCL 2. LG LC CF CT LT LCL + Trap CDC System generacji rozproszonej 3. LG LC LF CF LLCL Rysunek 5.3. Przekształtnik sieciowy AC-DC wraz z analizowanymi filtrami wysokiego rzędu: 1. filtr LCL, 2. filtr LCL+Trap, 3. filtr LLCL. 37 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC 5.2.1 Założenia projektowe Przy opracowaniu metodyki doboru parametrów analizowanych filtrów przyjęto szereg założeń, które zostały przedstawione poniżej. I. Dwupoziomowy przekształtnik napięcia z modulacją wektorową Zastosowane w analizach i zaproponowanej procedurze projektowania równania matematyczne są dedykowane dla dwupoziomowego przekształtnika napięcia z modulacją wektorową [42]. W obliczeniach wykorzystano wzór do wyznaczania napięcia przekształtnika dla modulacji SRS-SVM na podstawie [80], który ma następującą postać: Vmn 4 U DC 1 n 0 2 3 , 2 m k 1 k 1 ( k n ) (k n) 3 sin q n J n q M 2cos n J n q 2 4 6 6 1 1 3 n sin q 2 cos n 2 sin n 6 J 0 q 4 M J 0 q (5.1) 1 3 n k sin q k 2 cos n k 2 sin n k 6 M , 4 , 2 3 J k q 3 M 2cos 2n 3k J k q 3 M M 4 6 4 4 1 n k sin q k 2 cos n k 2 sin n k 6 , 3 J k q 3 M 2cos 2n 3k J k q 3 M 4 6 4 gdzie m – indeks fali nośnej, n – indeks pasma, UDC napięcie w obwodzie DC, M – indeks modulacji, Jn – funkcja Bessela n-tego rzędu, fg – częstotliwość sieci, fsw- częstotliwość łączeń, q – współczynnik określony następująco: f q m n g . f sw II. (5.2) Tętnienia prądu Wartością wejściową dla wyznaczenia indukcyjności po stronie przekształtnika (LC) są maksymalne dopuszczalne tętnienia prądu po stronie przekształtnika (RippC) wyrażone jako % wartości znamionowej prądu [76], zgodnie z zależnością: LC U DC 6 RippC 2 I RMS f sw (5.3) gdzie UDC – napięcie w obwodzie DC, RippC – określone przez projektanta maksymalne dopuszczalne tętnienia prądu wyrażone jako % wartości znamionowej prądu przekształtnika IRMS, fsw– częstotliwość łączeń. 38 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC III. Współczynnik mocy, częstotliwość rezonansowa W kolejnym kroku obliczeń sprawdzany jest warunek czy przekształtnik może pracować ze współczynnikiem mocy zbliżonym do jedności zgodnie z zależnością [81], [82]: LC LG U DC 2 U GRID 2 3 , 2 f g I RMS (5.4) gdzie UDC – napięcie w obwodzie DC, UGRID – znamionowe napięcie sieci, IRMS – znamionowy prąd przekształtnika, fg – częstotliwość sieci. Sprawdzany jest także warunek dotyczący częstotliwości rezonansowej filtru (fres) zgodnie z zależnością: 10 f g f res 5.2.2 1 f sw . 2 (5.5) Procedura doboru parametrów filtru Wyznaczenie wartości elementów filtru po stronie sieci jest pierwszym krokiem prezentowanej metody doboru parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC. Procedura wykonywana jest iteracyjne dla różnych wartości częstotliwości łączeń oraz napięcia w obwodzie DC (patrz Rys. 5.2) przy określonych przez projektanta warunkach początkowych (Rys. 5.1). Poza tętnieniami prądu określane są: moc bierna filtru (QLCL) oraz maksymalna dopuszczalna zawartość wyższych harmonicznych (Ih_mn) określona na podstawie wybranych norm i standardów. 5.2.2.1 Filtr LCL Filtr LCL jest powszechnie stosowany w układach przekształtników sieciowych ze względu na swoją prostotą strukturę oraz dobre właściwości tłumiące. Składa się z indukcyjności po stronie przekształtnika LC, indukcyjności po stronie sieci LG oraz pojemności CLCL. Jednofazowy schemat zastępczy przekształtnika napięcia z filtrem LCL przedstawiono na Rys. 5.4 a). Przy założeniu, że dla częstotliwości łączeń sieć może być traktowana jako zwarcie (uG(s)=0) transmitancja układu GLCL(s)=iG(s)/uC(s) opisana jest zależnością 5.6a) ([74]). Charakterystyka Bodego transmitancji GLCL(s) została przedstawiona na Rys. 5.4 b). Elementy filtru tworzą niepożądaną częstotliwość rezonansową oznaczoną na Rys. 5.4 b) jako fres_LCL. GLCL ( s) iG ( s) uC ( s) u G ( s ) 0 1 , (CLCL LC LG ) s 3 ( LC LG ) s (5.6) gdzie iG(s) prąd po stronie sieci, uC(s) – napięcie przekształtnika, LC, LG, CLCL –parametry filtru. 39 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC a) LG iG uG b) LC iC iF CLCL uC fres_LCL Rysunek 5.4. Filtr LCL, a) jednofazowy schemat zastępczy, b) ch-ka Bodego transmitancji GLCL(s). W zaproponowanej procedurze parametry filtru są wyznaczane w następujących krokach: a. Obliczenie indukcyjności po stronie przekształtnika (LC) na podstawie określonej wartości tętnień prądu RippC na podstawie zależności 5.3. b. Wyznaczenie pojemności filtru (CLCL) na podstawie określonej przez projektanta wartości mocy biernej pobieranej przez filtr (QLCL) zgodnie z zależnością [76]: CLCL QLCL PN , 6 f g U GRID 2 (5.7) gdzie QLCL jest maksymalną dopuszczalną wartością mocy biernej pobieranej przez filtr (wyrażoną w % względem mocy znamionowej PN), fg – częstotliwość sieci, UGRID – znamionowe napięcie sieci. c. Obliczenie indukcyjności po stronie sieci (LG) jako % względem wartości indukcyjności po stronie przekształtnika (SplitR) zgodnie z zależnością: LG SplitR LC . (5.8) d. Sprawdzenie warunku na częstotliwość rezonansową filtru (5.5) zgodnie z zależnością: f res _ LCL L C LG LC LG CLCL 2 (5.9) . e. Sprawdzenie warunku dotyczącego współczynnika mocy (zależność 5.4). 5.2.2.2 Filtr LCL z gałęzią Trap (LCL+Trap) Kolejnym analizowanym filtrem sieciowym jest filtr LCL z dodatkową gałęzią Trap (LCL+Trap). Filtr składa się z części LCL (analogicznie jak w przypadku filtru LCL: indukcyjności po stronie przekształtnika LC, indukcyjności po stronie sieci LG oraz pojemności CLCL) oraz dodatkowej gałęzi (Trap) składającej z indukcyjności LT oraz pojemności CT. 40 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC Jednofazowy schemat zastępczy przekształtnika napięcia podłączonego do sieci poprzez filtr LCL+Trap przedstawia Rys. 5.5. Podobnie jak w przypadku filtru LCL przy założeniu, że dla częstotliwości łączeń sieć może być traktowana jako zwarcie transmitancja iG(s)/uC(s) opisywanego układu wyrażona jest zależnością 5.10. Charakterystyka Bodego wyznaczonej transmitancji układu GLCL+Trap(s) została przedstawiona na Rys. 5.6. Analizowany filtr dedykowany jest do tłumienia harmonicznych związanych z częstotliwością łączeń przekształtnika (fsw) i jej wielokrotnościami (2fsw, 3fsw, …), dlatego częstotliwość rezonansowa gałęzi LT-CT jest dobierana aby tłumić harmoniczne pochodzące od częstotliwości łączeń, a część LCL filtru aby tłumić harmoniczne związane z wielokrotnościami częstotliwości łączeń (2fsw, 3fsw, …). W porównaniu do klasycznego filtru LCL, filtr LCL+Trap umożliwia lepsze i bardziej selektywne tłumienie harmonicznych związanych z częstotliwością łączeń przekształtnika, pozwalając na spełnienie rygorystycznych norm dotyczących jakości prądu i napięcia w sieci. Ponadto, przy założeniu zachowania podobnej jakości przetwarzanej energii jak w przypadku filtru LCL, umożliwia redukcję elementów biernych [75], [79]. LG iG LC iT iF uG CLCL CT LT iC uC Rysunek 5.5. Jednofazowy schemat zastępczy filtru LCL z gałęzią Trap (LCL+Trap). G ( s ) LCLTrap iG ( s ) uC ( s ) u G ( s ) 0 CT LT s 2 1 , (CLCLCT LT LC LG ) s 5 (CLCL LC LG CT LC LG CT LC LT CT LG LT ) s 3 ( LC LG ) s (5.10) gdzie iG(s) prąd po stronie sieci, uC(s) – napięcie przekształtnika, LC, LG, CLCL, LT, CT – parametry filtru. ωmn fres_LCL+T(1) fres_LCL+T(2) Rysunek 5.6. Charakterystyka Bodego transmitancji filtru GLCL+Trap(s). 41 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC Procedura doboru parametru filtru została zaproponowana na podstawie [83] oraz [84], składa się z następujących kroków: a. Obliczenie indukcyjności po stronie przekształtnika (LC) na podstawie określonej wartości tętnień prądu RippCLCL+T na podstawie zależności 5.3. b. Wyznaczenie indukcyjności po stronie sieci (LG) jako % względem wartości indukcyjności po stronie przekształtnika (SplitRTrap) zgodnie z zależnością: LG SplitRTrap LC . (5.11) c. Dobór pojemności CLCL. Parametry części LCL filtru wyznaczone są tak, aby tłumić harmoniczne pochodzące od wielokrotności częstotliwości łączeń (drugie pasmo harmonicznych, 2fsw). Na podstawie zależności 5.1 wyznaczane jest napięcie AC przekształtnika (Vh_mn) dla każdego prążka z drugiego pasma harmonicznych. Zgodnie z określoną przez projektanta maksymalną zawartością wyższych harmonicznych w prądzie po stronie sieci (Ih_mn) dla drugiego pasma harmonicznych wartość pojemności wyznaczana jest z zależności [76]: CLCL Vh _ mn I h _ mn ( LC LG ) s I h _ mn LC LG s 3 (5.12) , gdzie Vh_mn jest napięciem AC przekształtnika a Ih_mn maksymalną zawartością wyższych harmonicznych w prądzie po stronie sieci dla analizowanego pasma (2fsw), LC, LG – parametrami filtru. d. Wyznaczenie pojemności (CT) gałęzi Trap. Częstotliwość rezonansowa gałęzi dobrana jest w celu stłumienia harmonicznych pochodzących od częstotliwości łączeń (fsw). Na podstawie zależności 5.1 ponownie wyznaczane jest napięcie AC przekształtnika, tym razem dla każdego prążka z pierwszego pasma harmonicznych. Zgodnie z określoną przez projektanta maksymalną zawartością wyższych harmonicznych w prądzie po stronie sieci (Ih_mn) dla pierwszego pasma harmonicznych wartość pojemności wyznaczana jest z zależności: CT Vh _ mn s 2 mn 2 1 s5 2 s3 3 s I h _ mn mn 2 LC LG s 3 1 I h _ mn CLCL LC LG , (5.13) 2 I h _ mn (CLCL LC LG mn LC LG ) 2 3 I h _ mn mn 2 LC LG gdzie Vh_mn jest napięciem AC przekształtnika a Ih_mn maksymalną zawartością wyższych harmonicznych w prądzie po stronie sieci dla analizowanego pasma (fsw), 42 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC CLCL, LC oraz LG – parametrami filtru, ωmn jest częstotliwością kątową danego prążka w analizowanym paśmie. e. Dobór indukcyjności gałęzi Trap (LT) na podstawie zależności na częstotliwość rezonansową: LT 1 mn 2 CT (5.14) , gdzie ωmn jest kątową częstotliwością rezonansową gałęzi, CT – wartością pojemności gałęzi Trap. f. Wyznaczone wartości pojemności (CLCL oraz CT) są sprawdzane z warunkiem dotyczącym częstotliwości rezonansowej (zależność 5.5) dla pierwszej częstotliwości rezonansowej (fres_LCL+T(1), patrz Rys. 5.6). Druga częstotliwość rezonansowa (fres_LCL+T(2)) w razie konieczności jest “odsuwana” od częstotliwości rezonansowej gałęzi Trap (ωmn). Jeżeli zachodzi taka konieczność wartości pojemności są dostrajane do spełnienia wymienionych warunków. Częstotliwości rezonansowe fres_LCL+T(1) oraz fres_LCL+T(2) wyznaczane są na podstawie zależności: bLCLT bLCLT 2 4 aLCLT cLCLT ) 2 aLCLT , f res _ LCLT (1) 2 f res _ LCL T (2) bLCL T bLCLT 2 4 aLCLT cLCLT ) 2 aLCL T 2 (5.15) . (5.16) aLCLT LC LG LT CLCLCT bLCLT ( LG LT CT LC LT CT LC LG CLCL LC LG CT ) cLCLT LC LG g. Sprawdzenie warunku dotyczące współczynnika mocy (zależność 5.4). 5.2.2.3 Filtr LLCL Ostatnim z analizowanych filtrów po stronie sieci jest filtr LLCL, jednofazowy schemat zastępczy przedstawiono na Rys. 5.7 a). W tym typie filtru, również bazującym na strukturze filtru LCL w gałęzi z kondensatorem wprowadzona jest dodatkowa indukcyjność LT tworząca z kondensatorem obwód LT-CLCL o częstotliwości rezonansowej dobranej w celu tłumienia harmonicznych pochodzących od częstotliwości łączeń (fsw). Ten typ filtru oferuje znacznie lepsze właściwości tłumiące w porównaniu do klasycznego filtru LCL [78]. Podobnie jak w przypadku filtru z gałęzią Trap przy założeniu uzyskania zbliżonej jakości przetwarzanej 43 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC energii jak dla filtru LCL, filtr LLCL pozwala na zmniejszenie elementów biernych [77]. Przy założeniu, że dla częstotliwości łączeń sieć traktowana jest jako zwarcie transmitancja iG(s)/uC(s) analizowanego układu wyrażona jest zależnością 5.17, podczas gdy charakterystykę Bodego transmitancji przedstawiono na Rys. 5.7 b). a) b) LG iG LC LT uG ωmn iC iF uC fres_LLCL CLCL Rysunek 5.7. Filtr LLCL, a) jednofazowy schemat zastępczy, b) ch-ka Bodego transmitancji GLLCL(s) G( s) iG (s) uC (s) u G ( s ) 0 LT CLCL s 2 1 , LC LG CLCL LC LG LT CLCL s3 LC LG s (5.17) gdzie iG(s) prąd po stronie sieci, uC(s) – napięcie przekształtnika, LC, LG, CLCL, LT – parametry filtru. Dobór parametrów filtru wykonywany jest w następujących krokach: a. Wyznaczenie wartości indukcyjności po stronie przekształtnika (LC) na podstawie określonego przez projektanta współczynnika RippCLLCL zgodnie z zależnością 5.3. b. Obliczenie wartości pojemności filtru (CLCL) na podstawie określonej przez projektanta maksymalnej mocy biernej pobieranej przez filtr (QLLCL): CLCL QLLCL PN , 6 f g U GRID 2 (5.18) gdzie QLCL jest maksymalną dopuszczalną wartością mocy biernej pobieranej przez filtr (wyrażoną w % względem mocy znamionowej PN), fg – częstotliwość sieci, UGRID – znamionowe napięcie sieci. c. Wyznaczenie indukcyjności LT na podstawie przekształconego równania na częstotliwość rezonansową gałęzi LT-CLCL: LT mn 2 1 , CLCL (5.19) gdzie ωmn jest kątową częstotliwością rezonansową gałęzi LT-CLCL (dobraną w celu tłumienia częstotliwości fsw), CLCL – wartość pojemności gałęzi. 44 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC d. Wyznaczenie indukcyjności po stronie sieci LG. Wartość indukcyjności jest dobrana w celu tłumienia harmonicznych związanych z wielokrotnością częstotliwości łączeń (drugie pasmo harmonicznych, 2fsw) na podstawie zależności: 1 s5 2 s 4 3 s3 4 s 2 LG , 5 s5 6 s3 (5.20) 1 I h _ mn 2 LC 2 LT CLCL 2 I h _ mn 2 LC LT 2 CLCL 2 2 Vh _ mn I h _ mn LT 2 CLCL 2 Vh _ mn I h _ mn LT LC CLCL 2 3 I h _ mn 2 LC 2 CLCL I h _ mn 2 LC LT CLCL 4 Vh _ mn I h _ mn LC CLCL Vh _ mn I h _ mn LT CLCL 5 I h _ mn 2 LC 2 CLCL 2 2 I h _ mn 2 LC LT CLCL 2 I h _ mn 2 LT 2 CLCL 2 6 I h _ mn 2 LC CLCL I h _ mn 2 LT CLCL gdzie Ih_mn jest dopuszczalną zawartością wyższych harmonicznych prądu związanych z analizowanym pasmem, Vh_mn - napięciem AC przekształtnika dla analizowanej częstotliwości wyznaczonym na podstawie zależności 5.1, LC, CLCL, LT – parametrami filtru. e. Sprawdzenie warunku dotyczącego częstotliwości rezonansowej (5.5) na podstawie zależności: f res _ LLCL 1 ( LC LG / LC LG LT ) CLCL . (5.21) 2 f. Weryfikacja warunku dotyczącego współczynnika mocy (zależność 5.4). 5.3 Łączniki mocy W kolejnym kroku obliczeń projektowych analizowane są łączniki mocy. W celu pominięcia stadium wykonalności przeprowadzone obliczenia i analizy dotyczą rzeczywistych łączników zaimplementowanych w bazie danych komponentów układu na podstawie not katalogowych producentów. Na podstawie znanych parametrów łącznika (nota katalogowa) oraz warunków pracy (wektor parametrów ogólnych układu) dla każdego analizowanego łącznika i konkretnych warunków pracy (napięcie UDC, częstotliwość łączeń, prądy, napięcia, stałą termiczna radiatora, itd.) wyznaczane są cząstkowe wskaźniki jakości (straty mocy, objętość, masa, koszt) dla łącznika z konkretnym radiatorem i układem chłodzenia. Przyjętym założeniem upraszczającym wykorzystanym w obliczeniach jest praca przy współczynniku mocy równym jedności. 45 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC 5.4 Pojemność obwodu DC W kolejnym kroku obliczeń wyznaczana jest pojemność obwodu DC (CDC) na podstawie zależności zaproponowanej w [44]: 3 U GRID U DC , PN 6 RippU DC U DC f SW U GRID 2 CDC (5.22) gdzie UGRID jest znamionowym napięciem sieci, UDC – napięciem w obwodzie DC, RippUDC – zakładaną przez projektanta dopuszczalną wartością tętnień napięcia UDC, fsw – częstotliwością łączeń, PN – mocą znamionową układu. 5.5 Metoda sterowania Ostatnim elementem przekształtnika sieciowego AC-DC poddanym analizie jest algorytm sterowania. Algorytm stosowany w analizowanym układzie przekształtnika sieciowego ACDC dedykowanego do systemów generacji rozproszonej powinien spełniać następujące wymagania: stabilna praca z funkcjonalnością poprawy jakości przetwarzanej energii (kompensacja mocy biernej i wyższych harmonicznych), wysoka dynamika odpowiedzi przy skokowych zmianach obciążenia (np. przy przejściu z pracy prostownikowej do falownikowej), stabilna praca podczas stanów przejściowych i zaburzeń sieci (zapady, migotanie, wyższe harmoniczne), stabilna praca przy sieci o podwyższonej impedancji. W celu spełnienia powyższych wymagań, dla analizowanego przekształtnika sieciowego zaproponowana została metoda sterowania bazująca na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulatorem wektorowym rozszerzona o szereg dodatkowych funkcjonalności ([10], [85], [86]). Dodatkowe funkcjonalności pozwalają na stabilną pracę w warunkach odkształconej sieci zasilającej oraz poprawę jakości przetwarzanej energii poprzez realizację kompensacji zapadów i wyższych harmonicznych napięcia oraz mocy biernej. Metoda została przebadana przez autora w szeregu badań symulacyjnych i eksperymentalnych przedstawionych w [85], [87], [88], a dla przekształtnika o mocy 55 kVA w [11] i [142]. Schemat blokowy zaproponowanej, dedykowanej dla przekształtników sieciowych metody sterowania przedstawiono na Rys. 5.8. 46 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC Podstawową strukturę DPC-SVM (ang. Direct Power Control with Space Vector Modulator) rozszerzono o następujące moduły: pętlę synchronizacji fazy (ang. Phase Locked Loop, PLL); estymator składowych napięcia (ang. Voltage Sequence Extraction, VSE) bazujący na strukturze DSOGI (ang. Double Second Order Generalized Integrator), [1], [10]; kompensator harmonicznych wykorzystujący filtry pasmowo-przepustowe, którego strukturę przedstawiono na Rys. 5.9. Nastawy regulatorów PI w pętlach regulacji mocy (moc czynna i bierna) oraz napięcia obwodu DC były dobierane na podstawie kryterium Optimum Symetrii w zależności od mocy przekształtnika, parametrów filtru po stronie sieci oraz częstotliwości łączeń [11, 13]. Przekształtnik sieciowy AC CDC DC UL Filtr Sieć IABC UABC S1 S2 S3 abc αβ Uαβ Iαβ Uαβ φ dq U q DSOGI UDC SVM Uαβ_mod abc αβ αβ OZE/ OA VSE Komp. harm. PLL PLL Uαβ_neg + Uαβ_neg + Uαβ_harm HC Uαβ_pos Uαβ VSE αβ dq Qref Uαβ_pos Iαβ Uq_ref Qest Estym. Mocy UDC_ref UDC Regulator PI Pest Id_ref X φ' Regulator PI Pref Ud_ref Uq_ref Filtr 100Hz Regulator PI UDCF Ud_ref UDC Regulator napięcia U DC Rysunek 5.8. Schemat blokowy zaproponowanej metody sterowania bazującej na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulacją wektorową rozszerzonej o dodatkowe funkcjonalności. 47 Rozdział 5: Dobór parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC Iαβ αβ Uαβ_5th dq αβ dq 5 • φGrid αβ Uαβ_7th dq αβ dq + Uαβ_harm 7 • φGrid ... αβ Uαβ_n-th dq αβ dq n • φGrid Rysunek 5.9. Struktura zastosowanego kompensatora harmonicznych bazującego na filtrach pasmowoprzepustowych. 48 Rozdział 6 Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC 6.1 Wprowadzenie W niniejszym rozdziale opisano zaproponowaną metodę optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC. Proces doboru i optymalizacji parametrów przekształtnika traktowany jest jako zagadnienie dyskretne ze skończoną liczbą rozwiązań tak, aby możliwe było zastosowanie dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej opartej o algorytmy ewolucyjne. W opracowanym Systemie Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP) zastosowano środowisko wielokryterialnej optymalizacji ewolucyjnej (ang. MultiObjective Evolutionary Algorithms (MOEA) Framework [59], [89]) będące biblioteką programu Java (typu open source). W niniejszej pracy przenalizowano 5 algorytmów ewolucyjnych zaimplementowanych bezpośrednio w bibliotece: NSGAIII ([90], [91]), SPEA2 ([92]), OMOPSO ([93]), eMOEA ([94]), SMPSO ([95]). Zastosowane algorytmy są algorytmami natywnymi środowiska MOEA, które wspiera wszystkie ich funkcjonalności, dlatego w opracowanym systemu użytkownik określa jedynie ilość ewaluacji funkcji celu (ne) oraz rozmiar populacji (PS). 6.2 Proces optymalizacji Analizowane zagadnienie optymalizacji parametrów przekształtnika sieciowego ma k=4 kryteria projektowe (wyrażone przez wskaźniki jakości): sprawność (straty mocy), objętość, 49 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC masa oraz koszt. Piąte kryterium, jakim jest jakość przetwarzanej energii, jest realizowane poprzez dobór parametrów filtru po stronie sieci oraz zaproponowany algorytm sterowania. Proces optymalizacji, przedstawiony na Rys. 6.2 składa się z następujących etapów: Indeksowanie – w pierwszej części procesu każdemu z optymalizowanych parametrów nadawany jest unikalny indeks, który jest liczbą naturalną z zakresu od 0 do n, jak przedstawiono to na Rys. 6.1. General Param. Vector indexGPV (0 … nGPV) Semiconductor indexSemi (0 … nSemi) General Param. Rth Vector index indexGPV Rth (0 … nRth) General Param. CSPI Vector indexCSPI GPV (0 … nCSPI) General Param. LC Vector index indexGPV Lc (0 … nGPV_LC) General Param. LG Vector index indexGPV LG (0 … nGPV_LG) LTRAP indexL_Trap (0 … nGPV_L_Trap) CLCL indexC_LCL (0 … nGPV_C_LCL) CDC indexC_DC (0 … nGPV_C_DC) Preprocesing Rysunek 6.1. Indeksowanie optymalizowanych parametrów. Kodowanie binarne – w kolejnym kroku wektor indeksów kodowany jest do postaci binarnej tworząc genotyp, jak przedstawiono to na Rys. 6.2. Operacje ewolucyjne – w kolejnym kroku, przy wykorzystaniu środowiska MOEA Framework na genotypie wykonywane są operacje ewolucyjne (zależne od typu zastosowanego algorytmu ewolucyjnego, takie jak krzyżowanie, mutacja, itd.). W niniejszej pracy analizowanych jest 5 algorytmów ewolucyjnych: NSGAIII, SPEA2, OMOPSO, eMOEA, SMOPSO. Dekodowanie binarne – w wyniku wykonanych operacji ewolucyjnych uzyskiwany jest nowy genotyp, w którym następnie dekodowana jest wartość indeksów parametrów (patrz Rys. 6.2). Ewaluacja funkcji celu – w wyniku odkodowania indeksów uzyskiwane są nowe parametry poddane procesowi optymalizacji. Dla nowego zestawu parametrów wyznaczane są na podstawie skryptów obliczeniowych cząstkowe wskaźniki jakości. Obliczone wskaźniki są ewaluowane globalną funkcją celu przy wykorzystaniu współczynników wagowych określonych przez projektanta. Osobniki niezdominowane tworzą nową populację. Cały proces jest powtarzany do momentu spełnienia warunków 50 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC końcowych, w analizowanym przypadku jest to określona przez projektanta ilość ewaluacji funkcji celu (ne). Populacja (rodzic) GPV(n) Sem.(n) Rth(n) CSPI(n) LC(n) LG(n) LTRAP(n) CLCL(n) CDC(n) indexGPV indexSemi indexRth indexCSPI indexLc indexLG indexL_Trap indexC_LCL indexC_DC Kodowanie binarne Genotyp 010010001001001010010010100101001010010 .....0101010101010101010110100101010 ne ewaluacji (generacji) Algorytm ewolucyjny (krzyżowanie, mutacja, itd.) 010010001001001010010010100101001010010 .. ...0101010101010101010110100101010 ... MOEA Framework Nowy genotyp 111110000000001111101010101010101010101 ..000010010101010101101010101010110101010101 Dekodowanie binarne indexGPV indexSemi indexRth indexCSPI indexLc indexLG indexL_Trap indexC_LCL indexC_DC GPV(nm) Sem.(nm) Rth(nm) CSPI(nm) LC(nm) LG(nm) LTRAP(nm) CLCL(nm) CDC(nm) Ewaluacja funkcji celu Osobniki niezdominowane (nowa generacja) Skrypty Oktave Globalne wskaźniki jakości V, M, PL, C ne (generacji)... Front Pareto (zoptymalizowane parametry projektowe) Rysunek 6.2. Proces optymalizacji – kodowanie binarne indeksów parametrów, operacje ewolucyjne, dekodowanie binarne, ewaluacja funkcji celu. Aby możliwa była ocean wyników uzyskanych przez wykonanie algorytmu ewolucyjnego wprowadzone zostały dodatkowe wskaźniki, których sens ideowy został przedstawiony na Rys. 6.3. Zastosowane zostały następujące wskaźniki optymalizacji: Rozstaw (ang. Spacing, SP) – wskaźnik informuje o tym jak równomiernie rozmieszczone są uzyskane wyniki w stosunku do prawdziwego frontu Pareto. Rozpiętość (ang. Hyper Volume, HV) – wskaźnik definiuje rozpiętość uzyskanego frontu rozwiązań niezdominowanych w stosunku do prawdziwego frontu Pareto. Odległość generacji (ang. Generational Distance, GD) – wskaźnik zawiera informację dotyczącą odległości uzyskanych wyników od prawdziwego frontu Pareto. 51 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC Czas obliczeń (ang. Elapsed Time) Rysunek 6.3. Dwuwymiarowa reprezentacja wskaźników optymalizacji wykorzystanych do oceny jakości uzyskanego frontu Pareto: Rozstaw, Rozpiętość, Odległość generacji. Wykorzystanie wskaźników jest możliwe jedynie wtedy, kiedy dostępny jest prawdziwy front Pareto. W sytuacji kiedy wyliczenie wszystkich możliwych kombinacji jest niemożliwe lub zajmuje zbyt wiele czasu za prawdziwy front Pareto (wynik referencyjny) uznawany jest wyniki uzyskany z największą możliwą liczbą ewaluacji (np. 100 000) dla stosunkowo dużej populacji (np. 50 lub 100). 6.3 Badania algorytmów ewolucyjnych Aby przeanalizować poprawne działanie oraz wydajność opracowanego środowiska oraz właściwości wybranych algorytmów ewolucyjnych przeprowadzono szereg badań i analiz dla testowej bazy danych zawierającej po 300 rekordów dla każdego komponentu układu (300 dławików, 300 kondensatorów oraz 300 łączników). Parametry testowych komponentów wprowadzonych do bazy danych zostały zdefiniowane na podstawie parametrów rzeczywistych elementów. Wybrane wyniki analiz zostały przedstawione poniżej. W badaniach przeanalizowano przypadek gdzie macierz parametrów ogólnych zawiera 16426 wektorów, co z 300 rekordami bazy danych dla każdego komponentu tworzy 4.43502*1011 możliwych kombinacji. Jako wynik referencyjny przyjęto wynik uzyskany przy 100 000 ewaluacji algorytmu NSGAIII dla populacji równej 50. Podczas optymalizacji algorytm dąży do minimalizacji wszystkich rozważanych kryteriów projektowych, tzn. strat mocy, objętości, masy oraz kosztów z takimi samymi wagami. 52 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC Podczas badań zweryfikowano wydajność analizowanych algorytmów ewolucyjnych dla różnych ilości ewaluacji funkcji celu (ne) porównując uzyskane wyniki z wynikiem referencyjnym (oznaczonym gwiazdką). Na Rys. 6.4 przedstawiony został dwuwymiarowy front Pareto dla płaszczyzny Objętość w funkcji Strat mocy (Volume vs. Losses), natomiast Rys. 6.5 przedstawia trójwymiarową reprezentację frontu Pareto w przestrzeni Objętość vs. Straty mocy vs. Masa. Ponadto, na Rys. 6.6 działanie algorytmu zostało zilustrowane zdefiniowanymi wskaźnikami optymalizacji, przedstawiono odpowiednio: a) i b) – rozstaw (Spacing); c) i d) - odległość generacji (Generationa Distance), e) i f) – rozpiętość (Hyper Volume) oraz g) i h) – czas wykonywanych obliczeń (Elapsed Time) dla liczby ewaluacji równej ne= 2 000 (Rys. 6.6 a, c, e, g) oraz ne= 20 000 (Rys. 6.6 b, d, f, h). Ostatecznie na Rys. 6.7 przedstawiono porównanie wyników wygenerowanych przez analizowane algorytmy przy stałej populacji (PS=50) i liczbie ewaluacji (ne=10 000) odniesione do wyniku referencyjnego (algorytm NSGAIII, ne=100 000) na dwuwymiarowych płaszczyznach wydajności (Objętość vs. Straty mocy, Masa vs. Straty mocy oraz Masa vs. Objętość). Przedstawione wyniki ilustrują poprawne działanie opracowanego środowiska optymalizacyjnego oraz analizowanych algorytmów ewolucyjnych przy dużym obciążeniu obliczeniowym (maksymalna ilość możliwych kombinacji równa 4.43502*1011). Proponowany SDiOPP działa poprawnie wyznaczając zbiory rozwiązań optymalnych. Przy analizowanej liczbie kombinacji wyznaczenie wyniku referencyjnego (algorytm NSGAIII, ne=100 000 ewaluacji) trwa około 12 godzin a średni czas obliczeń i poszukiwania rozwiązań optymalnych przy mniejszej liczbie ewaluacji to 6 minut. Spośród przeanalizowanych algorytmów wyniki najbliższe wynikowi referencyjnemu przy relatywnie niskiej liczbie ewaluacji funkcji celu oraz krótkim czasie obliczeń uzyskują algorytmy NSGAIII oraz SMPSO. Ponadto oba algorytmy nie wykazują tendencji do utykania w minimach lokalnych (patrz Rys. 6.4 oraz Rys. 6.7) oraz błędnego eliminowania rozwiązań zdominowanych (nieoptymalnych). 53 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC a) b) NSGAIII, n =100000 (ref) e e e SPEA2, n =10000 e 2.5 eMOEA, ne=2000 eMOEA, n =5000 e 3 SPEA2, n =5000 Volume [dm3] Volume [dm3] 3.5 SPEA2, ne=2000 3 e eMOEA, n =500 SPEA2, n =500 3.5 NSGAIII, n =100000 (ref) 4 e 4 SPEA2, ne=20000 2 1.5 eMOEA, n =10000 e 2.5 eMOEA, ne=20000 2 1.5 1 1 0.5 0.5 0 0 0 0 50 100 50 100 150 Losses [W] 150 Losses [W] c) d) NSGAIII, n =100000 (ref) e 4 NSGAIII, n =100000 (ref) e 4 OMOPSO, n =500 SMPSO, n =500 e 3.5 3.5 SMPSO, ne=2000 OMOPSO, n =5000 e 3 e 2.5 OMOPSO, ne=20000 2 1.5 e 1.5 0.5 0.5 100 150 SMPSO, ne=20000 2 1 50 e SMPSO, n =10000 2.5 1 0 0 SMPSO, n =5000 3 OMOPSO, n =10000 Volume [dm3] Volume [dm3] e OMOPSO, ne=2000 0 0 50 100 150 Losses [W] Losses [W] e) NSGAIII, n =100000 (ref) e 4 NSGAIII, n =500 e 3.5 NSGAIII, ne=2000 NSGAIII, n =5000 e Volume [dm3] 3 NSGAIII, n =10000 e 2.5 NSGAIII, ne=20000 2 1.5 1 0.5 0 0 50 100 150 Losses [W] Rysunek 6.4. Badanie wydajności analizowanych algorytmów ewolucyjnych dla różnych ilości ewaluacji funkcji celu i stałej populacji równej 50 odniesione do wyniku referencyjnego. Dwuwymiarowa reprezentacja frontu Pareto na płaszczyźnie Straty (Losses) vs. Objętość (Volume). Analizowane algorytmy: a) SPEA 2, b) eMOEA, c) OMOPSO, d) SMPSO, e) NSGAIII. 54 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC NSGAIII, ne=100000 (ref) 1.5 OMOPSO, n =500 e OMOPSO, n =2000 Weight [kg] e OMOPSO, ne=5000 1 OMOPSO, n =10000 e OMOPSO, n =20000 e 0.5 a) 0 0 100 200 300 Losses [W] 1 2 1.5 Volume [dm3] 2.5 3 NSGAIII, ne=100000 (ref) 1.5 eMOEA, n =500 e eMOEA, n =2000 Weight [kg] e eMOEA, ne=5000 1 eMOEA, n =10000 e eMOEA, n =20000 e 0.5 b) 0 0 100 200 Losses [W] 300 1 2 1.5 Volume [dm3] 2.5 3 NSGAIII, ne=100000 (ref) 1.5 NSGAIII, n =500 e NSGAIII, n =2000 Weight [kg] e NSGAIII, ne=5000 1 NSGAIII, n =10000 e NSGAIII, n =20000 e 0.5 c) 0 0 100 200 Losses [W] 300 1 2 1.5 Volume [dm3] 2.5 3 Rysunek 6.5. Badanie wydajności analizowanych algorytmów ewolucyjnych dla różnych ilości ewaluacji funkcji celu i stałej populacji równej 50 odniesione do wyniku referencyjnego. Trójwymiarowa reprezentacja frontu Pareto w przestrzeni Straty (Losses) vs. Objętość (Volume) vs. Masa (Weight). Analizowane algorytmy: a) SPEA 2, b) eMOEA, c) OMOPSO, d) SMPSO, e) NSGAIII. 55 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC a) b) 4 4 4 x 10 2.5 OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 3.5 OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 2 2.5 Spacing [-] Spacing [-] 3 x 10 2 1.5 1 1.5 1 0.5 0.5 0 0 500 1000 Ev.number [-] 1500 0 0 2000 0.5 c) 1.5 0.4 OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 0.3 OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 0.35 0.3 Gen. Dist. [-] 0.4 2 4 x 10 d) 0.5 Gen. Dist. [-] 1 Ev.number [-] 0.2 0.25 0.2 0.15 0.1 0.1 0.05 0 0 500 1000 Ev.number [-] 1500 0 0 2000 0.5 e) OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 0.7 0.6 0.4 0.3 0.2 0.5 0.4 0.3 OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 0.2 0.1 0 0 0.1 500 1000 Ev.number [-] 1500 0 0 2000 0.5 g) 1.5 2 4 x 10 h) OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA OMOPSO NSGAIII SPEA2 SMPSO eMOEA 400 Time [s] Time [s] 100 1 Ev.number [-] 500 140 120 2 4 x 10 f) Hyp. Vol. [-] Hyp. Vol. [-] 0.5 1.5 0.8 0.7 0.6 1 Ev.number [-] 80 60 300 200 40 100 20 0 0 500 1000 Ev.number [-] 1500 0 0 2000 0.5 1 Ev.number [-] 1.5 2 4 x 10 Rysunek 6.6. Badanie wydajności analizowanych algorytmów ewolucyjnych. Wskaźniki optymalizacji dla ne=2000 (a, c, e, g) oraz ne=20 000 (b, d, f, h) dla 5 badanych algorytmów ewolucyjnych (stała populacja PS=50). Rys. a), b) – Rozstaw (Spacing); c), d) – Odległość generacji (Generational Distance); e), f) – Rozpiętość (Hyper Volume); g), h) czas obliczeń (time) wszystkie wskaźniki w funkcji ilości ewaluacji (Ev. Number) 56 Rozdział 6: Optymalizacja wielokryterialna przekształtnika sieciowego AC-DC NSGAIII, n =100000 (ref) e 5 SPEA2, n =10000 e 4.5 OMOPSO, ne=10000 SMPSO, n =10000 a) Volume [dm3] 4 e eMOEA, n =10000 e 3.5 NSGAIII, ne=10000 3 2.5 2 1.5 1 0.5 20 40 60 80 100 Losses [W] 120 140 NSGAIII, n =100000 (ref) e 1.5 SPEA2, ne=10000 OMOPSO, n =10000 e SMPSO, n =10000 e b) Weight [kg] eMOEA, ne=10000 NSGAIII, n =10000 e 1 0.5 20 40 60 80 100 Losses [W] 120 140 NSGAIII, n =100000 (ref) e 1.5 SPEA2, n =10000 e OMOPSO, ne=10000 SMPSO, n =10000 e eMOEA, n =10000 c) Weight [kg] e NSGAIII, ne=10000 1 0.5 0.5 1 1.5 2 Volume [dm3] 2.5 3 Rysunek 6.7. Porównanie analizowanych algorytmów dla stałej liczby ewaluacji funkcji celu oraz populacji (ne=10000, PS=50) odniesione do wyniku referencyjnego (uzyskanego przy ne=100000 dla algorytmu NSGAIII). Dwuwymiarowa reprezentacja frontu Pareto na płaszczyznach: a) Objętość w funkcji Strat mocy, b) Masa w funkcji Strat mocy, c) Masa w funkcji Objętości 57 58 Rozdział 7 Badania eksperymentalne 7.1 Wprowadzenie Opracowana metodyka doboru i optymalizacji wielokryterialnej parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC została wykorzystana do projektu i budowy trzech wzorcowych modeli laboratoryjnych, każdy o mocy znamionowej 10 kVA. Pierwszy z modeli został zaprojektowany z założeniem uzyskania jak największej sprawności. Drugi jako uniwersalny sprzęg sieciowy charakteryzujący się relatywnie niewielką objętością i wysoką sprawnością. Trzeci model został zaprojektowany jako wysokoczęstotliwościowy przekształtnik o dużej gęstości upakowania mocy. Dodatkowym założeniem było zastosowanie nowoczesnych łączników mocy z węglika krzemu i kondensatorów z dielektrykiem stałym we wszystkich trzech modelach laboratoryjnych. 7.2 Przekształtnik wysokosprawny Pierwszym z analizowanych modeli jest wysokosprawny przekształtnik sieciowy AC-DC o mocy znamionowej 10 kVA. Kryteriami doboru parametrów projektowych było uzyskanie możliwie najwyższej sprawności modelu laboratoryjnego (powyżej 99%) przy dodatkowym założeniu, że hałas generowany przez układ, pochodzący od częstotliwości łączeń powinien być na możliwie niskim poziomie. W tym celu przyjęto 16 kHz jako najniższą częstotliwość łączeń spełniającą ten warunek. 59 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 7.2.1 Opis prototypu W prototypie przekształtnika o wysokiej sprawności w celu minimalizacji strat mocy zastosowano łącznik o niskiej rezystancji przewodzenia (rON) wynoszącej 25 mΩ, na podstawie analiz wybrany został moduł tranzystorowy CCS050M12CM2 firmy Cree [96]. Moduł został przytwierdzony do radiatora SK92 o długości 220mm (RTH=0.9K/W) [97]. Pojemność DC tworzą dwa kondensatory 80 uF/700V, dodatkowo zastosowano szybkie kondensatory 1µF/1kV oraz 150 nF/1kV w celu poprawienia właściwości łączeniowych tranzystorów SiC MOSFET [98]. Całkowite wymiary sekcji mocy przekształtnika (221 x 100 x 106 mm) prowadzą do objętości równej 2.3 dm3 przy wadze równej 2.0 kg. Widok sekcji mocy (łączniki, sterowniki bramkowe radiator oraz kondensatory DC) przedstawia Rys. 7.1. Rysunek 7.1. Widok sekcji mocy opracowanego prototypu wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC. W opracowanym prototypie po stronie sieci zastosowano filtr LCL, którego parametry zostały dobrane zgodnie z przedstawioną metodyką dla częstotliwości łączeń równej 16 kHz, napięcia w obwodzie DC UDC=700V wartości tętnień prądu po stronie przekształtnika RippC=23% oraz współczynnik SplitRLCL=7% i maksymalnej mocy biernej filtru równej QLCL=2.5%. W celu uzyskania możliwie wysokiej sprawności całego układu wykorzystano specjalnie zaprojektowany w celu minimalizacji strat mocy dławik po stronie przekształtnika. Widok dławików filtru oraz charakterystyk prądu nasycenia przedstawia Rys. 7.2. Parametry prototypowego przekształtnika zostały przedstawione w Tabeli 1. 60 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) b) c) d) Rysunek 7.2. Zdjęcia oraz charakterystyki prądu nasycenia dławików zastosowanych w filtrze LCL w układzie wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC; a) widok dławika po stronie przekształtnika (LC) wymiary: 160 x 135 x 112 mm, masa 3.9 kg; b) prąd nasycenia dławika; c) widok dławika po stronie sieci (LG) wymiary: 95 x 60 x 35 mm, masa 0.6 kg; d) prąd nasycenia dławika. Tabela 1. Parametry wysokosprawnego prototypu przekształtnika sieciowego AC-DC. Wartość Parametr 10 [kVA] Moc znamionowa Znamionowe napięcie AC 230 [V RMS] Znamionowy prąd AC 14.5 [A RMS] Znamionowe napięcie DC 580 - 700 [V DC] Znamionowy prąd DC 14.3 - 17.3 [A DC] Częstotliwość łączeń 16 - 24 [kHz] Filtr po stronie sieci LCL dla fSW = 16 [kHz] LC = 1.5 [mH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] Parametry filtru Pojemność obwodu DC 162 [µF] Typ kondensatora DC Vishay MKP 1848 Moduł tranzystorowy CCS050M12CM2 Radiator 1x Fisher SK92 220 mm (RTH=0.9K/W) 61 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 7.2.2 Wyniki badań eksperymentalnych Opracowany prototyp został poddany szeregowi badań i analiz eksperymentalnych w celu wyznaczenia charakterystyk sprawności i strat mocy oraz weryfikacji poprawnej pracy zaproponowanego algorytmu sterowania dla różnych trybów i warunków pracy przekształtnika podłączonego do sieci elektroenergetycznej. Jako sieć podczas badań wykorzystano programowalne źródło napięcia AC California Instruments iX Programmable AC Source [99], od strony obwodu DC w zależności od trybu pracy przekształtnik był obciążany rezystancją (praca jako prostownik aktywny) lub zasilany przez programowalne źródło napięcia DC Chroma Programmable DC Source [100] (praca jako falownik). Do precyzyjnego pomiaru strat mocy wykorzystano analizator mocy Yokogawa WT1806 Precision Power Analyzer [101], [102]. Szczegółowy opis stanowiska znajduje się w Dodatku. 7.2.2.1 Analiza sprawności układu W pierwszej części badań laboratoryjnych zweryfikowano sprawność i straty mocy opracowanego prototypu (razem z filtrem LCL). Konfiguracja stanowiska badawczego do analiz sprawności została przedstawiona na Rys. 7.3. LG_A LG_B Sieć LG_C LC_A CLCL_A LC_B LC_C CLCL_B CLCL_C UABC, IABC Pomiar UC,IC UB,IB UA,IA CDC Obciążenie/ Źródło SiC MOSFET Przekształtnik AC-DC Platforma sterująca dSpace UDC UDC, IDC Pomiar Yokogawa WT 1800 Analizator mocy Rysunek 7.3. Konfiguracja stanowiska eksperymentalnego podczas analiz strat mocy i sprawności prototypowego przekształtnika sieciowego AC-DC. Właściwości prototypu zostały przebadane dla różnych warunków oraz trybów pracy przekształtnika (zmiana częstotliwości łączeń – fsw oraz napięcia UDC). Wybrane charakterystyki eksperymentalnie zmierzonej sprawności przekształtnika razem z filtrem LCL zostały przedstawione na Rys. 7.4. Jak można zaobserwować na rysunku układ osiąga zakładaną sprawność powyżej 99%, potwierdzoną eksperymentalnymi pomiarami zarówno dla trybu pracy falownikowej jak i prostownikowej. 62 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) b) 99.2 99.2 99 99 98.8 98.6 Efficiency [%] Efficiency [%] 98.8 98.4 98.2 98.4 Udc=580V, fsw=12kHz 98 98.6 Udc=580V, fsw=16kHz Udc=580V, fsw=16kHz 97.8 97.6 Udc=600V, fsw=16kHz 98.2 Udc=580V, fsw=20kHz Udc=650V, fsw=16kHz Udc=700V, fsw=16kHz Udc=580V, fsw=24kHz 1 2 3 4 5 6 7 8 9 98 1 10 Output Power [kW] 2 3 4 c) 7 8 9 10 d) 99.2 99.2 99 99 98.8 98.8 98.6 98.6 Efficiency [%] Efficiency [%] 5 6 Output Power [kW] 98.4 98.2 98.2 Udc=580V, fsw=16kHz Udc=580V, fsw=16kHz 98 98.4 98 Udc=600V, fsw=16kHz Udc=580V, fsw=20kHz 97.8 97.8 Udc=650V, fsw=16kHz Udc=580V, fsw=24kHz 97.6 Udc=700V, fsw=16kHz 97.6 1 2 3 4 5 6 Output Power [kW] 7 8 9 10 1 2 3 4 5 6 Output Power [kW] 7 8 9 10 Rysunek 7.4. Charakterystyki sprawności analizowanego przekształtnika w funkcji mocy wyjściowej dla pracy prostownikowej (a, b) oraz falownikowej (c, d); rys. a) i c) – wpływ zmian częstotliwości łączeń (fsw); b) i d) – wpływ zmian napięcia w obwodzie DC (UDC). 7.2.2.2 Analiza działania algorytmu sterowania W kolejnym kroku badań wysokosprawnego prototypu przekształtnika sieciowego AC-DC zweryfikowane zostało poprawne działanie opracowanej metody sterowania bazującej na bezpośrednim sterowaniu mocą z modulacją wektorową oraz realizowanych przez nią dodatkowych funkcjonalności (kompensacja mocy biernej, harmonicznych prądu, praca przy odkształconym napięciu sieci). Ponadto przeanalizowano czy algorytm pracuje prawidłowo we wszystkich rozważanych aplikacjach przekształtnika (uniwersalny sprzęg sieciowy, filtr aktywny oraz przekształtnik wspomagający). Wybrane wyniki ilustrujące pracę algorytmu zostały przedstawione poniżej. I. Uniwersalny sprzęg sieciowy W tej aplikacji przekształtnik pracuje jako uniwersalny sprzęg sieciowy umożliwiając dwukierunkowy przepływ energii, ponadto zaproponowany algorytm umożliwia stabilną pracę 63 Rozdział 7: Badania eksperymentalne w warunkach odkształconego napięcia sieci oraz poprawę jakości przetwarzanej energii poprzez funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu oraz mocy biernej. Na Rys. 7.5 przedstawiono stan statyczny dla warunków znamionowych (UDC=700 V, fsw=16 kHz, POUT=10 kW) przy pracy prostownikowej oraz falownikowej. Wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa potwierdzają wysoką sprawność prototypu oraz jakość przetwarzanej energii (wyrażoną przez współczynnik THD prądu po stronie sieci, będący w obu przypadkach poniżej 1%). Rys. 7.6 przedstawia pracę układu w stanie statycznym przy napięciu sieci odkształconym wyższymi harmonicznymi (5% 5-tej oraz 7-mej harmonicznej) ilustrując funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu (zarówno dla pracy prostownikowej jak i falownikowej). Rys. 7.7 ilustruje realizowaną przez algorytm sterowania funkcjonalność kompensacji zapadów napięcia sieci podczas pracy układu przy 35% zapadzie napięcia w jednej z faz. Podobna sytuacja przedstawiona jest na Rys. 7.8, jednak napięcie sieci jest dodatkowo odkształcone 5% 5-tej harmonicznej. Najtrudniejsze warunki pracy dla układu zostały przedstawione na Rys. 7.9, gdzie sieć odkształcona jest 40% zapadem w dwóch fazach oraz dodatkowo 5% 5-tej i 7-mej harmonicznej. a) b) UDC (C4) UA_Grid (C1) IA_Grid (C3) IA_Conv (C2) c) d) UA_Grid (C1) IA_Grid (C3) UDC (C4) IA_Conv (C2) Rysunek 7.5. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy: praca prostownikowa (a, b) oraz falownikowa (c, d) w stanie ustalonym przy znamionowych warunkach pracy: UDC=700 V, fsw=16 kHz, POUT=10 kW; a) i c) wydruk ekranu z analizatora mocy Yokogawa; b) i d) przebiegi prądów i napięć, od góry: napięcie sieci w fazie A (UA_Grid), napięcie w obwodzie DC (UDC), prąd po stronie sieci w fazie A (IA_Grid), prąd po stronie przekształtnika w fazie A (IA_Conv). 64 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) UDC b) UA_Grid IA_Grid IA_Conv IA_Grid Spectrum UA_Grid Spectrum c) d) UA_Grid UDC IA_Conv IA_Grid Spectrum IA_Grid UA_Grid Spectrum e) f) UA_Grid UDC IA_Conv IA_Grid Spectrum IA_Grid UA_Grid Spectrum Rysunek 7.6. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy: praca w stanie ustalonym przy napięciu sieci odkształconym 5% 5-tej oraz 7-mej harmonicznej; a) i b) – praca bez kompensacji harmonicznych; c) i d) – praca prostownikowa z kompensacją harmonicznych; e) i f) – praca falownikowa z kompensacją harmonicznych. Rys. a), c), e) – przebiegi prądów i napięć, od góry: napięcie sieci w fazie A (UA_Grid), napięcie w obwodzie DC (UDC), prąd po stronie przekształtnika w fazie A (IA_Conv), prąd po stronie sieci w fazie A (IA_Grid); rys. b), d), f) – wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa. 65 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Rysunek 7.7. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy: praca przy napięciu sieci odkształconym 35% zapadem w jednej z faz. Załączona funkcjonalność kompensacji zapadów realizowana przez algorytm sterowania. Od góry: napięcie sieci, napięcie w obwodzie, prąd po stronie sieci. Rysunek 7.8. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy: praca przy napięciu sieci odkształconym 5% 5-tej harmonicznej oraz 35% zapadem w jednej z faz. Załączona funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych oraz zapadów realizowana przez algorytm sterowania. Od góry: napięcie sieci, napięcie w obwodzie, prąd po stronie sieci. Rysunek 7.9. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy: praca przy napięciu sieci odkształconym 5% 5-tej oraz 7mej harmonicznej oraz 40% zapadem w dwóch fazach. Załączona funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych oraz zapadów realizowana przez algorytm sterowania. Od góry: napięcie sieci, napięcie w obwodzie, prąd po stronie sieci. 66 Rozdział 7: Badania eksperymentalne II. Filtr aktywny W kolejnym kroku badań eksperymentalnych wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC przeanalizowana została aplikacja przekształtnika jako filtru aktywnego. Konfigurację analizowanego układu przedstawia Rys. 7.10. LDIODE_A Prostownik diodowy LDIODE_B Sieć CDC_DIODE Obciąż. LDIODE_C UDC, IDC LG_A LG_B LG_C Pomiar LC_A CLCL_A CLCL_B LC_B LC_C CDC SiC MOSFET Przekształtnik AC-DC CLCL_C IC_CONV IB_CONV IA_CONV UABC, IABC Pomiar UDC Platforma sterująca dSpace UC_GRID, IC_GRID UB_GRID, IB_GRID UA_GRID, IA_GRID UDC, IDC Pomiar Yokogawa WT 1800 High Performance Power Analyzer Rysunek 7.10. Konfiguracja stanowiska eksperymentalnego do badań wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC w aplikacji jako filtr aktywny. Na Rys. 7.11 przedstawione zostały funkcjonalności realizowane przez analizowany filtr aktywny, od pracy bez kompensacji, przez pracę z kompensacją wyższych harmonicznych prądu po pracę z kompensacją mocy biernej oraz wyższych harmonicznych prądu. Zastosowanie filtru aktywnego w tym przypadku pozwala na obniżenie współczynnika THD prądu z 36% do 1.7% co jest wynikiem satysfakcjonującym. Rys. 7.12 przedstawia proces załączenia funkcjonalności kompensacji wyższych harmonicznych prądu, który przebiega stabilnie, bez przeregulowań i asymetrii prądu. Na Rys. 7.13 przedstawiono proces załączenia kompensacji mocy biernej podczas aktywnej kompensacji wyższych harmonicznych prądu, podobnie jak w poprzednim przypadku przebiega on bez przeregulowań. We wszystkich analizowanych przypadkach zakłócenie generowane jest przez obciążony 6 kW prostownik diodowy podłączony do sieci przez filtr L o wartości 10 mH. Zastosowanie filtru aktywnego w analizowanym układzie pozwala na znaczną poprawę jakości przetwarzanej energii w punkcie przyłączenia (ang. Point of Common Coupling, PCC), co ilustrują przedstawione wyniki badań eksperymentalnych. 67 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) b) c) d) e) f) Rysunek 7.11. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako filtr aktywny oraz kompensator mocy biernej; a) i b) – brak kompensacji, c) i d) – przekształtnik pracuje jako filtr aktywny; e) i f) – przekształtnik pracuje jako filtr aktywny oraz kompensator mocy biernej. Zakłócenie generowane przez prostownik diodowy obciążony 6 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10 mH. Rys. a), c), e) – przebiegi prądów i napięć, od góry napięcie sieci, napięcie w obwodzie DC filtru aktywnego, prąd po stronie sieci, prąd filtru aktywnego; rys. b), d), f) – wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa. 68 Rozdział 7: Badania eksperymentalne UA_Grid UB_Grid UC_Grid AF UDC IA_Grid IB_Grid IC_Grid IA_GCC IB_GCC IC_GCC Rysunek 7.12. Załączenie procesu kompensacji wyższych harmonicznych prądu realizowane przez wysokosprawny przekształtnik sieciowy w aplikacji jako filtr aktywny. Harmoniczne generowane przez obciążony 6 kW prostownik diodowy podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10 mH. Od góry: napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie obwodu DC filtru aktywnego (AF UDC), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prądy filtru aktywnego (IABC_GCC). UA_Grid AF UDC IA_Grid IB_Grid UB_Grid UC_Grid IC_Grid IA_GCC IB_GCC IC_GCC Rysunek 7.13. Załączenie procesu kompensacji mocy biernej podczas aktywnej kompensacji wyższych harmonicznych prądu realizowane przez wysokosprawny przekształtnik sieciowy w aplikacji jako filtr aktywny. Zakłócenie generowane przez obciążony 6 kW prostownik diodowy podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10 mH. Od góry: napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie obwodu DC filtru aktywnego (AF UDC), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prądy filtru aktywnego (IABC_GCC). III. Przekształtnik wspomagający Ostatnią z analizowanych aplikacji wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC jest przekształtnik wspomagający (ang. Support Converter, SC). Przekształtnik wspomagający, podłączony równolegle do istniejącego układu napędowego od strony sieci zasilanego przez prostownik diodowy, realizuje dwie podstawowe funkcjonalności: kompensację wyższych harmonicznych prądu podczas normalnej pracy napędu oraz zwrot energii do sieci (podczas 69 Rozdział 7: Badania eksperymentalne hamowania odzyskowego). Analizowana aplikacja przekształtnika, nazywana również w literaturze przekształtnikiem hybrydowym ([103], [104]), została przedstawiona na Rys. 7.14. LDIODE_A Diode Rectifier LDIODE_B GRID CDC_DIODE Load LDIODE_C UDC, IDC LG_A LG_B LG_C CLCL_A CLCL_B LC_B LC_C CLCL_C IC_CONV IB_CONV IA_CONV UABC, IABC CDC SiC MOSFET AC-DC Converter UDC dSpace Control Platform UC_GRID, IC_GRID UB_GRID, IB_GRID UA_GRID, IA_GRID Measurement Measurement LC_A UDC, IDC Measurement Yokogawa WT 1800 High Performance Power Analyzer Rysunek 7.14 Konfiguracja stanowiska eksperymentalnego do badań wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC w aplikacji jako przekształtnik wspomagający. Na Rys. 7.15 przedstawiona została skokowa zmiana trybu pracy, z normalnej pracy prostownika diodowego do zwrotu energii do sieci. Dodatkowo przebiegi na Rys. 7.15b) ilustrują funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu realizowaną przez przekształtnik wspomagający. Rys. 7.16 przedstawia sytuację odwrotną, przejście z hamowania odzyskowego (zwrot 2.8 kW energii do sieci) do normalnej pracy prostownika diodowego, zasilającego 5.5 kW obciążenie. Dodatkowo realizowana funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu została przedstawiona na Rys. 7.16b). a) UDC Stab. Transient UABC_Grid b) INV UDC_Load HC IABC_Grid IABC_Grid IABC_GCC IABC_GCC Transient UABC_Grid INV UDC_Load Rysunek 7.15. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy w aplikacji jako przekształtnik wspomagający. Skokowa zmiana trybu pracy: a) z normlanej pracy prostownika diodowego (bez kompensacji harmonicznych) do zwrotu energii do sieci; b) z normalnej pracy prostownika diodowego (z kompensacją wyższych harmonicznych prądu) do zwrotu energii do sieci. W obu przypadkach prostownik diodowy podłączony jest do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH i zasila 5.5 kW obciążenie DC, podczas hamowania odzyskowego do sieci zwracane jest 2.8 kW. Od góry: napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC obciążenia aktywnego (UDC_Load), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd przekształtnika wspomagającego (IABC_GCC). 70 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) INV UDC_Load b) INV UDC_Load Transient UDC Stab. UABC_Grid Transient HC UABC_Grid IABC_Grid IABC_Grid IABC_GCC IABC_GCC Rysunek 7.16. Wysokosprawny przekształtnik sieciowy w aplikacji jako przekształtnik wspomagający. Skokowa zmiana trybu pracy: a) ze zwrotu energii do sieci do normlanej pracy prostownika diodowego (bez kompensacji harmonicznych; b) ze zwrotu energii do sieci do normalnej pracy prostownika diodowego (z kompensacją wyższych harmonicznych prądu). W obu przypadkach prostownik diodowy podłączony jest do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH i zasila 5.5 kW obciążenie DC, podczas hamowania odzyskowego do sieci zwracane jest 2.8 kW. Od góry: napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC obciążenia aktywnego (UDC_Load), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd przekształtnika wspomagającego (IABC_GCC). 7.2.3 Podsumowanie Zaprezentowane wyniki eksperymentalne ilustrują działanie oraz właściwości opracowanego wysokosprawnego przekształtnika sieciowego AC-DC. Analizie poddano pracę układu z częstotliwościami łączeń równymi 12, 16, 20 i 24 kHz oraz napięciem w obwodzie DC wynoszącym kolejno 580, 600, 650 i 700 V. Ponadto przeanalizowana została praca zarówno przekształtnika jak i algorytmu sterowania we wszystkich trzech rozważanych aplikacjach: jako przekształtnik sieciowy, filtr aktywny oraz przekształtnik wspomagający. Zaprezentowane wyniki potwierdzają poprawne działanie układu sterująco-pomiarowego, algorytmu sterowania oraz oczekiwane właściwości układu. Przekształtnik razem z filtrem LCL osiąga sprawność na poziomie 99% realizując poprawną pracę w warunkach odkształconego napięcia sieci, funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu oraz mocy biernej. 7.3 Uniwersalny przekształtnik sieciowy Kolejnym z analizowanych modeli eksperymentalnych, opracowanym przy wykorzystaniu zaproponowanej metodyki projektowania i optymalizacji parametrów projektowych jest uniwersalny przekształtnik sieciowy, który zgodnie ze zdefiniowanymi wymaganiami powinien realizować funkcjonalność sprzęgu sieciowego z dwukierunkowym przepływem mocy pracującego stabilnie w warunkach odkształconej sieci zasilającej oraz filtru aktywnego osiągając możliwie najwyższą sprawność i współczynnik gęstości upakowania. 71 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 7.3.1 Opis prototypu W prototypie uniwersalnego przekształtnika sieciowego w celu eliminacji indukcyjności doprowadzeń oraz poprawy właściwości przełączających zastosowano pojedyncze łączniki w obudowie TO247, model C2M0025120D firmy Cree [105]. Sekcja mocy opracowanego prototypu składa się z 6 tranzystorów SiC MOSFET (C2M0025120D) oraz 6 diod SiC Schottky C4D20120D ([106]). Wykorzystano dwa radiatory o rezystancji termicznej RTH=0.25°C/W (LAM-5-150 [97]), oraz wymuszone chłodzenie powietrzne. Obwód DC tworzą 2 duże kondensatory 2x 50 µF/900V, Vishay 1848 MKP), dodatkowo, w celu poprawy przełączeń zastosowane zostały szybkie kondensatory 470 nF (6x 470 nF/1000V, WIMA MKP4). Napięcia sterujące tranzystorami, wynoszące odpowiednio 19 V i – 5 V, uzyskiwane są dzięki zastosowaniu separowanych źródeł Traco. Całkowite wymiary sekcji mocy wynoszą 200 x 101 x 100 mm, co prowadzi do objętości 2.02 dm3 (i masy równej 1.8 kg). Widok sekcji mocy opracowanego prototypu przedstawia Rys. 7.17. Od strony sieci zastosowano klasyczny filtr LCL. Wartości elementów filtru, przedstawione w Tabeli 2, dobrane zostały wg przedstawionej metodyki projektowania dla następujących parametrów: fsw=40 kHz, UDC=700 V, RippCLCL=55%, SplitRLCL=40%, QLCL=2.5%. Widok zastosowanych dławików oraz ich prąd nasycenia przedstawia Rys. 7.18. Rysunek 7.17. Widok sekcji mocy opracowanego uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC. 72 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) b) c) d) Rysunek 7.18. Zdjęcia oraz charakterystyki prądu nasycenia dławików zastosowanych w filtrze LCL w układzie uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC; a) widok dławika po stronie przekształtnika (LC) - wymiary: 65 x 64 x 45 mm; b) prąd nasycenia dławika; c) widok dławika po stronie sieci (LG) - wymiary: 65 x 64 x 32 mm; d) prąd nasycenia dławika. Tabela 2. Parametry modelu uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC. Wartość Parametr 10 [kVA] Moc znamionowa Znamionowe napięcie AC 230 [V RMS] Znamionowy prąd AC 14.5 [A RMS] Znamionowe napięcie DC 580 - 700 [V DC] Znamionowy prąd DC 14.3 - 17.3 [A DC] Częstotliwość łączeń 40 [kHz] Filtr po stronie sieci LCL dla fSW = 40 [kHz] LC = 250 [µH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] Parametry filtru Pojemność obwodu DC 100 [µF] Typ kondensatora DC Vishay MKP seria 1848 Tranzystory Diody 6x C2M0025120D (SiC MOSFET) 6x C4D20120D (SiC Schottky Diodes) Radiator 2x Fisher LAM-5-150 (RTH=0.25°C/W) 73 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 7.3.2 Wyniki badań eksperymentalnych Podobnie jak w przypadku poprzedniego modelu, opracowany prototyp został poddany szeregowi badań i analiz eksperymentalnych w celu wyznaczenia charakterystyk sprawności i strat mocy oraz weryfikacji poprawnej pracy zaproponowanego algorytmu sterowania dla różnych trybów i warunków pracy przekształtnika podłączonego do sieci elektroenergetycznej. Eksperymentalnie wyznaczone charakterystyki sprawności układu (przekształtnik razem z filtrem LCL) w funkcji mocy wyjściowej dla różnych wartości napięcia UDC zostały przedstawione na Rys. 7.19. a) b) 99 98.5 98.5 Efficiency [%] Efficiency [%] 99 98 97.5 1 98 Udc=600V, fsw=40 kHz 2 3 4 Udc=600V, fsw=40 kHz Udc=650V, fsw=40 kHz Udc=650V, fsw=40 kHz Udc=700V, fsw=40 kHz Udc=700V, fsw=40 kHz 5 6 7 Output Power [kW] 8 9 10 97.5 1 2 3 4 5 6 7 Output Power [kW] 8 9 10 Rysunek 7.19. Charakterystyki sprawności uniwersalnego przekształtnika sieciowego dla różnych wartości napięcia w obwodzie DC w funkcji mocy wyjściowej: a) dla pracy prostownikowej; b) dla pracy falownikowej. Podobnie jak w przypadku modelu wysokosprawnego w kolejnym kroku badań analizie poddano opracowany układ podłączony do sieci z zaimplementowaną metodą sterowania. Do sterowania przekształtnikiem wykorzystano platformę dSpace 1006. Wybrane wyniki zostały przedstawione poniżej. I. Uniwersalny sprzęg sieciowy Praca układu w stanie ustalonym dla znamionowych warunków (UDC=700 V, fsw=40 kHz, POUT=10 kW) została przedstawiona na Rys. 7.20. Praca przy odkształconym napięciu sieci (25% zapad w jednej z faz oraz wyższe harmoniczne) została przedstawiona na Rys. 7.21. Załączenie procesu kompensacji wyższych harmonicznych przy napięciu sieci odkształconym 5% 5-tej harmonicznej przedstawiono na Rys. 7.22. Na przedstawionym oscylogramie zaobserwować można, że proces załączenia kompensacji jest stabilny i w pełni kontrolowany, 74 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a funkcjonalność kompensacji pozwala na zmniejszenie współczynnika THD prądu po stronie sieci z 16% do około 0,5%. a) b) UA_Grid UDC IA_Grid IA_Conv c) d) UA_Grid UDC IA_Grid IA_Conv Rysunek 7.20. Uniwersalny przekształtnik sieciowy: praca prostownikowa (a, b) oraz falownikowa (c, d) w stanie ustalonym przy znamionowych warunkach pracy: UDC=700 V, fsw=40 kHz, POUT=10 kW; a) i c) wydruk ekranu z analizatora mocy Yokogawa; b) i d) przebiegi prądów i napięć, od góry: napięcie sieci w fazie A (UA_Grid), napięcie w obwodzie DC (UDC), prąd po stronie sieci w fazie A (IA_Grid), prąd po stronie przekształtnika w fazie A (IA_Conv). a) UDC_GCC b) IDC_GCC UABC_Grid IABC_Grid Rysunek 7.21. Uniwersalny przekształtnik sieciowy: praca jako prostownik aktywny przy napięciu sieci odkształconym 5% 5-tej, 7-mej oraz 11-tej harmonicznej oraz 25% zapadem w jednej z faz. Załączona funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych oraz zapadów napięcia realizowana przez algorytm sterowania; a) przebiegi prądów i napięć, od góry: napięcie w obwodzie DC (UDC_GCC), napięcie sieci (UABC_Grid), prąd w obwodzie DC (IDC_GCC), prąd po stronie sieci (IABC_Grid); b) wydruk ekranu z analizatora mocy Yokogawa. 75 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) IA_Grid UDC_Conv UA_Grid IA_Conv b) c) Rysunek 7.22. Uniwersalny przekształtnik sieciowy: praca falownikowa przy napięciu sieci odkształconym 5% 5tej harmonicznej. Załączenie kompensacji wyższych harmonicznych realizowane przez algorytm sterowania; a) przebiegi prądów i napięć, od góry: prąd po stronie sieci (IA_Grid), napięcie w obwodzie DC (UDC_Conv), napięcie sieci (UA_Grid), prąd po stronie przekształtnika (IA_Conv); b) i c) wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa. II. Filtr aktywny W kolejnym kroku badań eksperymentalnych uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC przeanalizowana została aplikacja przekształtnika jako filtr aktywny. Konfigurację analizowanego układu jest taka sama jak w przypadku modelu wysokosprawnego, przedstawiona została na Rys. 7.10. Rys. 7.23 ilustruje pracę obciążonego prostownika diodowego (przez 9.6 kW) podłączonego do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH bez kompensacji wyższych harmonicznych (7.23 a i c) oraz z kompensacją (7.23 b i d). W analizowanym układzie aplikacja filtru aktywnego pozwala na redukcję współczynnika THD prądu po stronie sieci z 31.4% do 3.9%. Kolejny wynik, przedstawiony na Rys. 7.24, prezentuje załączenie kompensacji wyższych harmonicznych prądu (prostownik diodowy podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10mH i obciążony 5 kW), natomiast na Rys. 7.25 przedstawiono dla tych samych warunków pracy dodatkowo załączenie kompensacji mocy biernej podczas aktywnej kompensacji wyższych harmonicznych. 76 Rozdział 7: Badania eksperymentalne a) UDC_AF b) UA_Grid UA_Grid UDC_AF IA_AF IA_AF IA_Grid IA_Grid c) d) IA_Grid Spectrum IA_Grid Spectrum UA_Grid Spectrum UA_Grid Spectrum Rysunek 7.23. Uniwersalny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako filtr aktywny; a) i c) – brak kompensacji, b) i d) – przekształtnik pracuje jako filtr aktywny (kompensując jednocześnie moc bierną). Zakłócenie generowane przez prostownik diodowy obciążony 9.6 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH. Rys. a) i b) – przebiegi prądów i napięć, od góry napięcie sieci (UA_Grid), napięcie w obwodzie DC filtru aktywnego (UDC_AF), prąd po stronie sieci (IA_Grid), prąd filtru aktywnego (IA_AF); c) i d) – wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa wraz z widmem harmonicznych prądu i napięcia. UABC_Grid IABC_Grid UDC_AF IABC_AF Rysunek 7.24. Uniwersalny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako filtr aktywny, załączenie kompensacji wyższych harmonicznych prądu. Zakłócenie generowane przez prostownik diodowy obciążony przez 5 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10 mH. Od góry napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC filtru aktywnego (UDC_AF), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd filtru aktywnego (IABC_AF). 77 Rozdział 7: Badania eksperymentalne UABC_Grid UDC_AF IABC_Grid IABC_AF Rysunek 7.25. Uniwersalny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako filtr aktywny, załączenie kompensacji mocy biernej przy jednocześnie działającej kompensacji wyższych harmonicznych. Zakłócenie generowane przez prostownik diodowy obciążony przez 5 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10 mH. Od góry napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC filtru aktywnego (UDC_AF), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd filtru aktywnego (IABC_AF). Przekształtnik wspomagający III. Podobnie jak w przypadku wysokosprawnego przekształtnika sieciowego ostatnią z analizowanych aplikacji uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC jest aplikacja jako przekształtnik wspomagający (ang. Support Converter, SC). Konfiguracja stanowiska podczas badań, taka sama jak w przypadku przekształtnika wysokosprawnego, została przedstawiona na Rys. 7.14. Na Rys. 7.26 przedstawiono zmianę trybu pracy, z pracy jako filtr aktywny kompensujący wyższe harmoniczne prądu generowane przez prostownik diodowy (obciążony 2.6 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10mH) do pracy jako falownik, oddający energię do sieci podczas hamowania odzyskowego (5.5 kW). Sytuacja odwrotna, tzn. przejście z trybu pracy jako falownik (oddający 5 kW do sieci) do normalnej pracy prostownika diodowego (obciążonego 3.3. kW podłączonego do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH) i wyłączenie przekształtnika wspomagającego przedstawia Rys. 7.27. 7.3.3 Podsumowanie Zaprezentowane wyniki eksperymentalne ilustrują działanie oraz właściwości opracowanego uniwersalnego przekształtnika sieciowego AC-DC. Analizie poddano pracę układu z częstotliwością łączeń równą 40 kHz oraz napięciem w obwodzie DC wynoszącym kolejno 600, 650 i 700 V. Ponadto przeanalizowana została praca zarówno przekształtnika jak i algorytmu sterowania we wszystkich trzech rozważanych aplikacjach, tj. jako przekształtnik sieciowy, filtr aktywny oraz przekształtnik wspomagający. Zaprezentowane wyniki 78 Rozdział 7: Badania eksperymentalne potwierdzają poprawne działanie układu sterująco-pomiarowego, algorytmu sterowania oraz oczekiwane właściwości układu. Przekształtnik razem z filtrem LCL osiąga sprawność na poziomie 98.5% realizując poprawną pracę w warunkach odkształconego napięcia sieci, funkcjonalność kompensacji wyższych harmonicznych prądu oraz mocy biernej. Transient AF INV UABC_Grid UDC_AL IABC_Grid IABC_SC Rysunek 7.26. Uniwersalny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako przekształtnik wspomagający. Zmiana trybu pracy, z pracy jako filtr aktywny (prostownik diodowy obciążony 2.6 kW podłączony do sieci przez filtr LDIODE=10mH) do pracy falownikowej (zwrot 5.5 kW do sieci). Od góry napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC obciążenia aktywnego (UDC_AL), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd przekształtnika wspomagającego (IABC_SC). INV Transient UDC Stab. UABC_Grid UDC_AL IABC_Grid IABC_SC Rysunek 7.27. Uniwersalny przekształtnik sieciowy pracujący w konfiguracji jako przekształtnik wspomagający. Zmiana trybu pracy, z pracy falownikowej (zwrot 5 kW do sieci) do normalnej pracy prostownika diodowego obciążonego przez 3.3 kW podłączonego do sieci przez filtr LDIODE=1.85 mH. Od góry napięcie sieci (UABC_Grid), napięcie w obwodzie DC obciążenia aktywnego (UDC_AL), prąd po stronie sieci (IABC_Grid), prąd przekształtnika wspomagającego (IABC_SC). 79 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Wysokoczęstotliwościowy przekształtnik sieciowy 7.4 Ostatnim z analizowanych modeli eksperymentalnych, opracowanym przy wykorzystaniu zaproponowanej metodyki doboru i optymalizacji parametrów projektowych, jest wysokoczęstotliwościowy przekształtnik sieciowy, który zgodnie z założeniami i wymaganiami projektowymi powinien charakteryzować wysoką częstotliwością łączeń osiągając dzięki temu wysoki współczynnik gęstości mocy. 7.4.1 Opis prototypu W zastosowanym modelu, aby osiągnąć krótkie czasy załączenia i wyłączenia tranzystorów, umożliwiające realizację wysokiej częstotliwości łączeń, zastosowano łączniki typu MOSFET z węglika krzemu model C2M0080120D [107] oraz diody SiC Schottky C4D20120A [108] firmy Cree. Aby uzyskać niższą rezystancję przewodzenia (rON) oraz oczekiwany prąd znamionowy dwa tranzystory zostały połączone równolegle jako jeden łącznik. Do chłodzenia elementów mocy zastosowano 2 radiatory o rezystancji termicznej RTH=0.25°C/W (LAM-5-150 [97]) z wymuszonym chłodzeniem powietrznym tak by utrzymać temperaturę złącza poniżej 100°C. Zewnętrzny sygnał sterujący załączeniem tranzystorów dostarczany jest przez światłowody, które zapewniają wymaganą izolację obwodu mocy. Sterownik bramkowy realizowany jest w oparciu o układ IXD614PI [109] zasilany z dwóch przetwornic DC/DC firmy Traco. Napięcia sterujące tranzystorem to odpowiednio 24V / -10V. Widok opracowanego sterownika bramkowego dla jednego łącznika (2 równolegle połączone tranzystory) przedstawia Rys. 7.28. Przebiegi załączenia i wyłączenia tranzystora C2M0080120D zarejestrowane podczas testu dwu-pulsowego z opracowanym sterownikiem przedstawia Rys. 7.29. Ostatecznie całkowite wymiary sekcji mocy przekształtnika (bez filtru LCL) wynoszą 135 x 200 x 100mm (co daje objętość sekcji mocy równą 2.7 dm3), waga sekcji mocy to 2.01 kg. Wizualizacja 3D sekcji mocy opracowanego modelu przekształtnika oraz zdjęcie rzeczywistego modelu laboratoryjnego zostały przedstawione na Rys. 7.30. Znamionowa częstotliwość łączeń przekształtnika to 80 kHz. Ze względu na zakłócenia elektromagnetyczne układu sterująco-pomiarowego do pracy z siecią zasilającą zastosowano przewymiarowany filtr LCL, taki sam jak w przypadku przekształtnika uniwersalnego. Parametry przekształtnika zostały przedstawione w Tabeli 3. Objętość przekształtnika wraz z filtrem wynosi 3.82 dm3. Jednakże, ze względu na przewymiarowanie obwodu mocy i szeregowe łączenie tranzystorów moc znamionowa w tym przypadku wynosi 20 kW co prowadzi do współczynnika gęstości mocy równego 5.23 kW/dm3. 80 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Rysunek 7.28. Widok opracowanego sterownika bramkowego dla pojedynczego łącznika. a) b) Rysunek 7.29. Test dwu-pulsowy tranzystora C2M0080120D z opracowanym sterownikiem; a) przebieg załączenia, b) przebieg wyłączenia tranzystora dla Tj=25˚C. a) b) Rysunek 7.30. Widok sekcji mocy opracowanego wysokoczęstotliwościowego przekształtnika sieciowego ACDC; a) wizualizacja 3D, b) prototyp laboratoryjny. 81 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Tabela 3. Parametry modelu wysokoczęstotliwościowego przekształtnika sieciowego AC-DC. Parametr Wartość 10 [kVA] / 20 [kVA] Moc znamionowa Znamionowe napięcie AC 230 [V RMS] Znamionowy prąd AC 14.5 [A RMS] / 28.9 [A RMS] Znamionowe napięcie DC 580 - 700 [V DC] Znamionowy prąd DC 14.3 - 17.3 [A DC] / 28.5 [A DC] Częstotliwość łączeń 80 [kHz] Filtr po stronie sieci LCL LC = 250 [µH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] Parametry filtru Pojemność obwodu DC 118 [µF] Typ kondensatora DC Vishay MKP 1848 12 x C2M0080120D 6 x C4D20120A Tranzystory Diody 2x Fisher LAM-5-150 (RTH=0.25°C/W) Radiator 7.4.2 Wyniki badań eksperymentalnych Podobnie jak w przypadku poprzednich modeli, opracowany prototyp został poddany szeregowi badań i analiz eksperymentalnych w celu wyznaczenia charakterystyk sprawności i strat mocy oraz weryfikacji poprawnej pracy zaproponowanego algorytmu sterowania. Eksperymentalnie wyznaczone charakterystyki sprawności układu (przekształtnik razem z filtrem LCL) w funkcji mocy wyjściowej dla różnych wartości napięcia UDC zostały przedstawione na Rys. 7.31. Praca układu w stanie ustalonym dla znamionowych warunków (UDC=650 V, POUT=10 kW) dla częstotliwości łączeń równej 40 i 80 kHz została przedstawiona na Rys. 7.32. 7.4.3 Podsumowanie Opracowany przekształtnik pracuje przy częstotliwości łączeń równej 80 kHz wykorzystując właściwości równoległych połączonych tranzystorów SiC MOSFET C2M0080120D. Chociaż przedstawione wyniki eksperymentalne prezentują wstępny etap prac nad prototypem założenia projektowe zostały osiągnięte. Badany model laboratoryjny osiąga zadowalającą wysoką sprawność (powyżej 98% z filtrem LCL), algorytm sterowania funkcjonuje prawidłowo. Przyszłe prace nad układem obejmą rozbudowę systemu sterującopomiarowego (odporność na zakłócenia elektromagnetyczne oraz wydajność obliczeniowa) tak, aby możliwa była praca przy zamkniętej pętli sterowania z częstotliwością łączeń powyżej 100 kHz. 82 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 98.5 Efficiency [%] 98 97.5 97 96.5 Udc=650V, fsw=80 kHz Udc=700V, fsw=80 kHz 96 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Pout [kW] Rysunek 7.31. Charakterystyki sprawności analizowanego przekształtnika dla różnych wartości napięcia w obwodzie DC w funkcji mocy wyjściowej, praca prostownikowa. a) b) c) d) UA_Grid UDC IA_Grid IA_Conv UA_Grid UDC IA_Grid IA_Conv Rysunek 7.32. Wysokoczęstotliwościowy przekształtnik sieciowy, praca jako prostownik aktywny w stanie ustalonym przy znamionowych warunkach pracy (UDC=650 V, POUT=10 kW) dla częstotliwości łączeń równej: a) i b) fsw=40 kHz; c) i d) fsw=80 kHz. Rys. a) i c) przebiegi prądów i napięć, od góry: napięcie sieci w fazie A (UA_Grid), napięcie w obwodzie DC (UDC), prąd po stronie sieci w fazie A (IA_Grid), prąd po stronie przekształtnika w fazie A (IA_Conv); b) i d) wydruki ekranu z analizatora mocy Yokogawa. 83 Rozdział 7: Badania eksperymentalne 7.5 Podsumowanie i wnioski W rozdziale przedstawiono wyniki badań eksperymentalnych trzech różnych prototypów przekształtników sieciowych o mocy znamionowej równej 10 kVA. Każdy z przekształtników został zaprojektowany przy wykorzystaniu zaprezentowanej metodyki doboru i optymalizacji parametrów projektowych z innymi założeniami projektowymi, głównie dotyczącymi objętości i sprawności układu. Przeprowadzone obliczenia optymalizacyjne miały na celu minimalizację objętości układu (obwód mocy i filtr po stronie siec) i / lub minimalizację strat mocy przy uwzględnieniu dodatkowych założeń, takich jak: zastosowanie tranzystorów SiC oraz kondensatorów z dielektrykiem stałym, ponadto poszczególne projekty są dedykowane dla różnych aplikacji. Eksperymentalnie wyznaczone charakterystyki sprawności i strat mocy w funkcji mocy wyjściowej dla wszystkich trzech badanych układów i ich znamionowych warunków pracy zostały przedstawione na Rys. 7.33, a ich parametry są zaprezentowane w Tabeli 4. b) 99 98.5 98.5 98 98 Efficiency [%] Efficiency [%] a) 99 97.5 97 Efficient GCC, Udc=650V, fsw=16kHz 97.5 97 Efficient GCC, Udc=700V, fsw=16kHz Universal GCC, Udc=650V, fsw=40kHz 96.5 Universal GCC, Udc=700V, fsw=40kHz 96.5 H. freq. GCC, Udc=650V, fsw=80kHz 96 1 2 3 4 5 6 Output Power [kW] 7 8 9 H. freq. GCC, Udc=700V, fsw=80kHz 96 1 10 2 3 4 c) 9 10 H. freq. GCC, Udc=700V, fsw=80kHz 200 Universal GCC, Udc=650V, fsw=40kHz Losses [W] 150 150 100 100 50 50 5 6 7 8 9 10 11 Grid current, phase A [A] Universal GCC, Udc=700V, fsw=40kHz Efficient GCC, Udc=700V, fsw=16kHz Efficient GCC, Udc=650V, fsw=16kHz Losses [W] 8 d) H. freq. GCC, Udc=650V, fsw=80kHz 4 7 250 250 200 5 6 Output Power [kW] 12 13 14 15 4 5 6 7 8 9 10 11 Grid current, phase A [A] 12 13 14 15 Rysunek 7.33. Charakterystyki sprawności (a i b) oraz strat mocy (c i d) analizowanych prototypów przekształtników sieciowych (praca prostownikowa) w funkcji mocy wyjściowej dla znamionowych warunków pracy i różnych wartości napięcia w obwodzie DC: a) i c) UDC=650 V; b) i d) UDC=700 V. 84 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Parametr Tabela 4. Parametry opracowanych prototypów przekształtników sieciowych AC-DC. Wysokosprawny Uniwersalny Wysokoczęstotliwościowy 10 [kVA] 10 [kVA] 10 [kVA] Znamionowe napięcie AC 230 [V RMS] 230 [V RMS] 230 [V RMS] Znamionowy prąd AC 14.5 [A RMS] 14.5 [A RMS] 14.5 [A RMS] 580 - 700 [V DC] 580 - 700 [V DC] 580 - 700 [V DC] 14.3 - 17.3 [A DC] 14.3 - 17.3 [A DC] 14.3 - 17.3 [A DC] Częstotliwość łączeń 16- 24 [kHz] 40 [kHz] 80 [kHz] Filtr po stronie sieci LCL LCL LCL dla fSW = 16 [kHz] LC = 1.5 [mH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] dla fSW = 40 [kHz] LC = 250 [µH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] dla fSW = 40 [kHz]1 LC = 250 [µH] CLCL = 5 [µF] LG = 100 [µH] Pojemność obwodu DC 162 [µF] 100 [µF] 118 [µF] Typ kondensatora DC Vishay MKP 1848 Vishay MKP 1848 Vishay MKP 1848 Tranzystory Diody CCS050M12CM2 6x C2M0025120D 6x C4D20120D 12 x C2M0080120D 6x C4D20120A 1x Fisher SK92 220 mm (RTH=0.9K/W) 2x Fisher LAM-5150 (RTH=0.25°C/W) 2x Fisher LAM-5-150 (RTH=0.25°C/W) Moc znamionowa Znamionowe napięcie DC Znamionowy prąd DC Parametry filtru Radiator Analiza trzech różnych prototypów przekształtników sieciowych pracujących w różnych aplikacjach (uniwersalny sprzęg sieciowy, filtr aktywny, przekształtnik wspomagający) pozwoliła w pełni zweryfikować potencjał i właściwości proponowanej metodyki projektowania, jak również dedykowanej metody sterowania. Uzyskane wyniki potwierdzają oczekiwane właściwości oraz funkcjonalności algorytmu sterowania. Zestawienie analizowanych układów i ich właściwości zostało przedstawione na Rys. 7.34. Trudno jest porównywać prototypy skonstruowane dla różnych wymagań projektowych, wykorzystujące różne półprzewodniki, jednakże z prezentowanych prototypów uniwersalny przekształtnik sieciowy wydaje się spełniać w najlepszy sposób przyjęte kryteria projektowe. Układ osiąga wysoką gęstości mocy (3.16 kW / dm3), jak również sprawność (powyżej 98.6%). Ponadto dla przyjętych warunków pracy (fsw = 40 kHz, UDC od 600 V do 700 V) konstrukcja ma najmniejszą wagę (5.24 kg) i zminimalizowaną objętość bez zakłóceń układu sterująco-pomiarowego, a częstotliwości łączeń na poziomie 40 kHz jest osiągalna dla standardowych procesorów DSP. Jednakże, komponenty stosowane w tej konstrukcji (półprzewodniki mocy, podzespoły sterowników bramkowych) są najdroższe. Eksperymentalnie wyznaczona płaszczyzna wydajności przedstawiająca Straty mocy w funkcji 1 / gęstość mocy dla analizowanych prototypów została przedstawiona na Rys. 7.35. 1 Dla opracowanych prototypów: uniwersalnego i wysokoczęstotliwościowego, pomimo różnych znamionowych częstotliwości łączeń, zastosowano ten sam filtr sieciowy ze względu na zakłócenia układu sterująco-pomiarowego przy pracy powyżej 40 kHz częstotliwości łączeń. 85 Rozdział 7: Badania eksperymentalne Wysokosprawny Objętość Gęstość mocy: Masa: Koszt: SM: Total: SM: Total: SM: Total: SM: Total: Sprawność 2.3 [dm3] 10.6 [dm3] 4.34 [kW/dm3] 0.94 [kW/dm3] 2.0 [kg] 15.7 [kg] 656 [€] 946 [€] 99.1% Uniwersalny Objętość Gęstość mocy: Masa: Koszt: Sprawność SM: Total: SM: Total: SM: Total: SM: Total: 2.02 [dm3] 3.16 [dm3] 4.95 [kW/dm3] 3.16 [kW/dm3] 1.8 [kg] 5.24 [kg] 737 [€] 1093 [€] 98.8% Wysokoczęstotliwościowy Objętość Gęstość mocy: Masa: Koszt: Sprawność SM: 2.7 [dm3] Total: 3.82 [dm3] SM: 7.40 [kW/dm3] Total: 5.23 [kW/dm3] SM: 2.01 [kg] Total: 5.45 [kg] SM: 597 [€] Total: 953 [€] 98.2% Rysunek 7.34. Główne właściwości (wskaźniki jakości) oraz widok sekcji mocy opracowanych prototypów laboratoryjnych; SM – sekcja mocy, Total – sekcja mocy razem z filtrem LCL. 86 High-efficient Converter (Przekształtnik o wysokiej sprawności) 1/Power Density (1/Współ. gęstości mocy) [dm3/kVA] 1.0 0.9 Losses measured at 14A AC (Straty mierzone przy 14 A AC) 0.8 Universal Converter (Przekształtnik o szerokim zakresie aplikacji) 0.7 High-frequency Converter (Przekształtnik o wysokiej częstotliwości łączeń) 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 Pareto Front 0.1 100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200 Losses (Power Section + LCL filter) (Straty: sekcja mocy i filtr) [W] Rysunek 7.35. Wyznaczona eksperymentalnie dwuwymiarowa płaszczyzna wydajności oraz kryteria optymalizacyjne dla skonstruowanych prototypów laboratoryjnych przekształtników sieciowych AC-DC wykorzystujących łączniki z węglika krzemu. 87 88 Rozdział 8 Podsumowanie i wnioski 8.1 Podsumowanie Prezentowana rozprawa poświęcona jest rozwojowi i badaniom procedur optymalizacji wielokryterialnej dedykowanym przekształtnikom sieciowym, w szczególności dla systemów generacji rozproszonej. Celem badań było usystematyzowanie wiedzy dotyczące projektowania przekształtników sieciowych poprzez opracowanie uniwersalnego narzędzia do doboru i optymalizacji parametrów projektowych tych urządzeń wykorzystującego metody optymalizacji wielokryterialnej. Cel pracy został zrealizowany w dwóch etapach: przez opracowanie metodyki doboru parametrów projektowych przekształtnika oraz opracowanie procedury optymalizacji wielokryterialnej uzyskanych parametrów wykorzystującej dyskretne algorytmy ewolucyjne. Opracowana metodyka doboru parametrów, przedstawiona szczegółowo w rozdziale 5 pozwala na wyznaczenie ogólnych parametrów projektowych układu wraz ze zdefiniowanymi warunkami pracy. Obliczenia projektowe realizowane są poprzez iteracyjne wykonanie opracowanych skryptów obliczeniowych dla różnych warunków pracy tworząc w ten sposób dostępną przestrzeń projektową z różnymi wariantami projektów układu. Dzięki zastosowaniu bazy danych komponentów, zawierającej parametry rzeczywistych elementów dla każdego wariantu (zestawu ogólnych parametrów projektowych) przy pomocy odpowiednich skryptów obliczeniowych wyznaczane są cząstkowe wskaźniki jakości powiązane z odpowiadającymi im 89 Rozdział 8: Podsumowanie i wnioski kryteriami optymalizacyjnymi oraz poszczególnymi komponentami układu (objętość, masa, straty mocy, koszt). Zaproponowana metodyka optymalizacji, przedstawiona w rozdziałach 4 i 6 wykorzystuje wyznaczone wskaźniki jakości oraz preferencje projektanta wyrażone współczynnikami wagowymi przypisanymi poszczególnym kryteriom optymalizacyjnym w globalnej funkcji celu. Dzięki dyskretyzacji obliczeń projektowych i traktowaniu całego procesu doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego jako zagadnienia ze skończoną liczbą rozwiązań możliwe jest zastosowanie algorytmów ewolucyjnych w procesie wyboru najlepszych rozwiązań (optymalizacji). W wyniku działania wybranego algorytmu optymalizacji uzyskiwane są zoptymalizowane parametry projektowe (warunki pracy oraz przypisane im konkretne komponenty układu) jako punktu w uzyskanej przestrzeni wydajności. Zaproponowana metodyka doboru i optymalizacji realizowana jest przez dedykowane narzędzie, opracowane na potrzeby realizacji analizowanego zagadnienia, nazwane Systemem Doboru i Optymalizacji Parametrów Projektowych (SDiOPP), przedstawionym schematycznie na Rys. 8.1. Warunki pracy Dobór parametrów Zbiór parametrów projektowych Baza danych komponentów Wskaźniki jakości Metodyka doboru parametrów projektowych Kryteria projektowe Optymalizacja Zbiór zoptymalizowanych parametrów projektowych Metodyka optymalizacji parametrów projektowych SDiOPP Rysunek 8.1. Ogólny schemat blokowy opracowanego SDiOPP. Głównymi cechami opracowanego systemu są jego uniwersalność i elastyczność poszczególne elementy systemu komunikują się ze sobą wymieniając wynikami obliczeń. Obliczenia projektowe i optymalizacyjne są wykonywane przy użyciu skryptów obliczeniowych, które mogą być dowolnie modyfikowane w zależności od potrzeb projektanta. 90 Rozdział 8: Podsumowanie i wnioski Dzięki zastosowaniu dedykowanego, łatwego do modyfikacji skryptu do wyznaczania parametrów ogólnych układu możliwa jest w prosty sposób zmiana topologii i aplikacji analizowanego przekształtnika. Przedstawiony SDiOPP został poddany szeregowi badań i analiz w celu weryfikacji poprawnego działania poszczególnych elementów systemu, opracowanej bazy danych komponentów oraz zaimplementowanych algorytmów optymalizacyjnych. Wybrane wyniki badań zostały przedstawione i opisane w rozdziale 6. Prezentowane wyniki zostały uzyskane przy zastosowaniu w pełni funkcjonalnego prototypu systemu, demonstrując koncepcję i możliwości proponowanego rozwiązania oraz jego zasadę działania. Dodatkową częścią pracy było opracowanie i implementacja w modelach symulacyjnych oraz eksperymentalnych dedykowanego dla przekształtników sieciowych AC-DC algorytmu sterowania. Algorytm umożliwia realizację analizowanych funkcjonalności i trybów pracy przekształtnika sieciowego AC-DC, pracę w warunkach zaburzonego napięcia sieci (zapady, wyższe harmoniczne napięcia) oraz poprawę jakości przetwarzanej energii (kompensacja wyższych harmonicznych prądu, zapadów napięcia oraz mocy biernej). Algorytm został przedstawiony w rozdziale 5, natomiast jego weryfikacja eksperymentalna na opracowanych modelach laboratoryjnych w rozdziale 7. Ostatecznie opracowana metodyka doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC została wykorzystana do opracowania 3 prototypowych układów: przekształtnika o możliwie wysokiej sprawności, przekształtnika o wysokiej częstotliwości łączeń oraz układu uniwersalnego, którego właściwości są kompromisem pomiędzy wysoką sprawnością a wysokim współczynnikiem gęstości mocy. Dogłębna analiza oraz badania eksperymentalne opracowanych układów zostały przedstawione w rozdziale 7. 8.2 Uwagi końcowe W opinie autora teza pracy, sformułowana w rozdziale 1 została udowodniona. Zaproponowano metodykę doboru i optymalizacji parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC wykorzystującą metody dyskretnej optymalizacji wielokryterialnej pozwalającą na spełnienie zakładanych kryteriów projektowych i zrealizowanie oczekiwanych funkcjonalności. Opracowany SDiOPP to narzędzie, które ułatwia i przyspiesza proces projektowania przekształtnika sieciowego AC-DC pozwalając przeanalizować dostępne możliwości i alternatywy projektowe oraz wybrać z nich najlepsze. Prezentowany SDiOPP posiada następujące właściwości i funkcjonalności: 91 Rozdział 8: Podsumowanie i wnioski wyznaczenie parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC wraz z określonymi warunkami pracy; analiza dostępnej przestrzeni projektowej tworzonej przez zbiory parametrów projektowych analizowanego PS dla różnych warunków pracy; optymalizacja parametrów projektowych względem przyjętych kryteriów; elastyczność i uniwersalność (dzięki zastosowaniu skryptów obliczeniowych możliwych do modyfikacji w zależności od potrzeb projektanta bez zmiany struktury całego systemu); wybór komponentów przekształtnika sieciowego (dławik, kondensator, łącznik) poddanych obliczeniom i analizie optymalizacyjnej dzięki zastosowaniu bazy danych komponentów układu; 8.3 możliwość aplikacji proponowanego rozwiązani w zastosowaniach przemysłowych. Osiągnięcia własne W opinii autora następujące części rozprawy stanowią osiągnięcia i wkład własny: opracowanie metodyki projektowania (doboru parametrów projektowych) dedykowanej dla przekształtnika sieciowego AC-DC (zaprezentowane w rozdziale 5); opracowanie procedury projektowania filtrów sieciowych wysokiego rzędu: filtru LCL, LCL z dodatkową gałęzią Trap, LLC oraz topologii złożonych (LCL+2x Trap, LLCL+Trap), zaprezentowane w podrozdziale 5.2; opracowanie metodyki optymalizacji wielokryterialnej parametrów projektowych przekształtnika sieciowego AC-DC (przedstawione w podrozdziałach 4.2 oraz 6.2); opracowanie algorytmu sterowania dedykowanego dla przekształtników sieciowych, implementacja algorytmu na konkretnym procesorze sygnałowym oraz weryfikacja eksperymentalna działania algorytmu dla różnych trybów pracy przekształtnika i warunków napięcia sieci (podrozdział 5.5, rozdział 7); opracowanie modeli symulacyjnych i równań matematycznych stosowanych do weryfikacji proponowanej metodyki projektowania (podrozdział 5.2). opracowanie i budowa stanowiska laboratoryjnego oraz dogłębne badania eksperymentalne trzech prototypów PS (rozdział 7). 92 Bibliografia [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] R. Teodorescu, M. Liserre, and P. Rodriguez, Grid Converters for Photovoltaic and Wind Power Systems. John Wiley & Sons, Inc., 2011. L. L. Grigsby, Electric Power Generation, Transmission, and Distribution. The Electric Power Engineering Handbook, Third Edit. CRC Press, Taylor & Francis Group. C. of the E. U. European Parliament, “Directive 2009/28/EC of the European Parliament and of the Council of 23 April 2009 on the promotion of the use of energy from renewable sources and amending and subsequently repealing,” no. 2. European Parliament, Council of the European Union, pp. 16–62, 2009. IEEE Std Coordinating Committee, “IEEE Std 1547-2003, IEEE Standard for Interconnecting Distributed Resources with Electric Power Systems,” no. July. 2003. I. Stadler, “Study about International Standards for the connection of Small Distributed Generators to the power grid,” 2011. R. Teichmann, M. Malinowski, and S. Bernet, “Evaluation of Three-Level Rectifiers for LowVoltage Utility Applications,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 52, no. 2, pp. 471–481, Apr. 2005. J. W. Kolar, J. Biela, S. Waffler, T. Friedli, and U. Badstuebner, “Performance trends and limitations of power electronic systems,” in 6th International Conference on Integrated Power Electronics Systems (CIPS), 2010, pp. 1–20. M. Rashid, Power Electronics Handbook. Elsevier, 2010. M. P. Kazmierkowski, R. Krishnan, and F. Blaabjerg, Control in Power Electronics. Selected Problems. Academic Press, 2002. M. Jasinski, G. Wrona, and S. Piasecki, Advanced and Intelligent Control in Power Electronics and Drives, Chapter 3: Control of Grid Connected Converter (GCC) Under Grid Voltage Disturbances, vol. 531. Cham: Springer International Publishing, 2014. U. Drofenik, A. Stupar, and J. W. Kolar, “Analysis of Theoretical Limits of Forced-Air Cooling Using Advanced Composite Materials With High Thermal Conductivities,” IEEE Trans. Components, Packag. Manuf. Technol., vol. 1, no. 4, pp. 528–535, Apr. 2011. J. W. Kolar, U. Drofenik, J. Biela, M. L. Heldwein, H. Ertl, T. Friedli, and S. D. Round, “PWM Converter Power Density Barriers,” in 2007 Power Conversion Conference - Nagoya, 2007, pp. 9–29. T. Friedli, S. D. Round, D. Hassler, and J. W. Kolar, “Design and Performance of a 200-kHz AllSiC JFET Current DC-Link Back-to-Back Converter,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 45, no. 5, pp. 1868–1878, 2009. 93 Bibliografia [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] M. Kasper, C.-W. Chen, D. Bortis, J. W. Kolar, and G. Deboy, “Hardware verification of a hyperefficient (98%) and super-compact (2.2kW/dm3) isolated AC/DC telecom power supply module based on multi-cell converter approach,” Appl. Power Electron. Conf. Expo. (APEC), 2015 IEEE, pp. 65–71, 2015. J. Biela, U. Badstuebner, and J. W. Kolar, “Design of a 5-kW, 1-U, 10-kW/dm3 Resonant DC– DC Converter for Telecom Applications,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 7, pp. 1701– 1710, Jul. 2009. R. Lai, F. Wang, P. Ning, D. Zhang, D. Jiang, R. Burgos, D. Boroyevich, K. Karimi, and V. Immanuel, “A High-Power-Density Converter,” IEEE Ind. Electron. Mag., vol. 4, no. 4, pp. 4– 12, Dec. 2010. J. Rabkowski, D. Peftitsis, and H. P. Nee, “Silicon carbide power transistors: A new era in power electronics is initiated,” IEEE Ind. Electron. Mag., vol. 6, no. 2, pp. 17–26, 2012. J. Rabkowski, D. Peftitsis, and H. P. Nee, “Design steps toward a 40-kVA SiC jfet inverter with natural-convection cooling and an efficiency exceeding 99.5%,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 49, no. 4, pp. 1589–1598, 2013. Y. Hayashi, “Power density design of SiC and GaN DC-DC converters for 380 v DC distribution system based on series-parallel circuit topology,” in IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2013, pp. 1601–1606. R. Ramachandran and M. Nymand, “Design and Analysis of an Ultra-high Efficiency Phase Shifted Full Bridge GaN Converter,” in IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2015, pp. 2011–2016. J. W. Kolar, U. Drofenik, J. Biela, M. L. Heldwein, H. Ertl, T. Friedli, and S. D. Round, “PWM Converter Power Density Barriers,” in Power Conversion Conference (PCC’2007), 2007, pp. 9– 29. C. Neeb, L. Boettcher, M. Conrad, and R. W. De Doncker, “Innovative and reliable power modules: A future trend and evolution of technologies,” IEEE Ind. Electron. Mag., vol. 8, no. 3, pp. 6–16, 2014. C. M. Dimarino, R. Burgos, and D. Boroyevich, “High-temperature silicon carbide: characterization of state-of-the-art silicon carbide power transistors,” IEEE Ind. Electron. Mag., vol. 9, no. 3, pp. 19–30, 2015. V. Chankong and Y. Y. Haimes, Multiobjective Decision Making: Theory and Methodology. Amsterdam: North-Holland, 1983. R. L. Keeney and H. Raiffa, Decisions with Multiple Objectives: Preferences and Value TradeOffs. Cambridge University Press, 1993. O. Weck, “Multiobjective Optimization: History and Promise,” in The Third China-Japan-Korea Joint Symposium on Optimization of Structural and Mechanical Systems, 2004. R. T. Marler and J. S. Arora, “Survey of multi-objective optimization methods for engineering,” Struct. Multidiscip. Optim., vol. 26, no. 6, pp. 369–395, Apr. 2004. U. Badstuebner, A. Stupar, and J. W. Kolar, “Sensitivity of telecom dc-dc converter optimization to the level of detail of the system model,” in 2011 Twenty-Sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2011, pp. 585–592. J. W. Kolar, J. Biela, and J. Minibock, “Exploring the Pareto Front of Multi-Objective SinglePhase PFC Rectifier Design Optimization - 99.2% Efficiency vs. 7kW/din 3 Power Density,” in 6th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC ), 2009, pp. 1–21. D. O. Boillat, F. Krismer, and J. W. Kolar, “Design Space Analysis and ρ-η Pareto Optimization of LC Output Filters for Switch-Mode AC Power Sources,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, no. 12, pp. 6906–69, 2015. K. Ejjabraoui, C. Larouci, P. Lefranc, and C. Marchand, “Presizing Methodology of DC–DC Converters Using Optimization Under Multiphysic Constraints: Application to a Buck Converter,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 59, no. 7, pp. 2781–2790, Jul. 2012. 94 Bibliografia [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] C. Larouci, M. Boukhnifer, and A. Chaibet, “Design of Power Converters by Optimization Under Multiphysic Constraints : Application to a Two-Time-Scale AC/DC–DC Converter,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 57, no. 11, pp. 3746–3753, 2010. K. Rigbers, S. Schroder, T. Durbaumt, M. Wendtt, and R. W. De Doncker, “Integrated Method for Optimization of Power Electronic Circuits,” in 35th Annual IEEE Power Electronics Specialisrs Conference (PESC), 2004, pp. 4473–4478. R. R. Chan, S. D. Sudhoff, Y. Lee, and E. L. Zivi, “Evolutionary Optimization of Power Electronics Based Power Systems,” in APEC 07 - Twenty-Second Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2007, pp. 449–456. B. Y. S. Busquets-Monge, G. Soremekun, E. Hertz, C. Crebier, S. Ragon, D. Boroyevich, Z. Gürdal, M. Arpilliere, and D. K. Lindner, “Power Converter Design Optimization. A GA-based design approach to optimization of power electronics circuits.,” IEEE Ind. Appl. Mag., vol. 10, no. 1, pp. 32–39, 2004. V. A. Katic and D. Graovac, “A method for PWM rectifier line side filter optimization in transient and steady states,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 17, no. 3, pp. 342–352, May 2002. M. Rivera and J. Rodriguez, “Predictive indirect matrix converter fed torque ripple minimization with weighting factor optimization,” 2014 Int. Power Electron. Conf. (IPEC- ECCE-ASIA), no. Mc, pp. 3574–3581, 2014. J. San-Sebastian, I. Etxeberria-Otadui, A. Rujas, J. A. Barrena, and P. Rodriguez, “Optimized LCL filter design methodology applied to MV grid-connected multimegawatt VSC,” in 2012 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2012, pp. 2506–2512. A. T. Bryant, P. R. Palmer, E. Santi, and J. L. Hudgins, “Simulation and Optimization of Diode and Insulated Gate Bipolar Transistor Interaction in a Chopper Cell Using MATLAB and Simulink,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 43, no. 4, pp. 874–883, 2007. V. Hugo and L. Perret, “Optimization of a 42V / 14V dc-dc Converter For Vehicular Electrical Network,” in IEEE 61st Vehicular Technology Conference (VTC 2005), 2005, vol. 5, no. 1, pp. 2934–2938. D. O. Neacsu, Switching Power Converters: Medium and High Power, Second Edi. CRC Press, 2013. M. Malinowski, “Sensorless Control Strategies for Three - Phase PWM Rectifiers,” Warsaw University of Technology, 2001. J. W. Kolar, T. Friedli, J. Rodriguez, and P. W. Wheeler, “Review of Three-Phase PWM AC– AC Converter Topologies,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 11, pp. 4988–5006, Nov. 2011. M. Jasinski, “Direct Power and Torque Control of AC/DC/AC Converter-Fed Induction Motor Drives,” Warsaw University of Technology, 2005. M. Malinowski, M. P. Kazmierkowski, and A. M. Trzynadlowski, “A comparative study of control techniques for PWM rectifiers in AC adjustable speed drives,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 18, no. 6, pp. 1390–1396, Nov. 2003. S. Buso and P. Mattavelli, Digital Control in Power Electronics, vol. 1, no. 1. Morgan & Claypool Publishers, 2006. P. Cortes, M. P. Kazmierkowski, R. M. Kennel, D. E. Quevedo, and J. Rodriguez, “Predictive Control in Power Electronics and Drives,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, no. 12, pp. 4312– 4324, Dec. 2008. M. Malinowski, M. P. Kazmierkowski, S. Hansen, F. Blaabjerg, and G. D. Marques, “Virtualflux-based direct power control of three-phase PWM rectifiers,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 37, no. 4, pp. 1019–1027, 2001. J. Biela, D. Hassler, J. Minib, and J. W. Kolar, “Optimal Design of a 5kW/dm 3/98.3 % Efficient TCM Resonant Transition Single-Phase PFC Rectifier,” in International Power Electronics Conference (IPEC), 2010, pp. 1709–1716. 95 Bibliografia [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] MathWorks, “Optimization Software - Optimization Toolbox - MATLAB,” 2014. [Online]. Available: http://www.mathworks.com/products/optimization/. [Accessed: 13-Nov-2014]. Synopsys, “Synopsys Saber Platform,” 2014. [Online]. Available: http://www.synopsys.com/Systems/Saber/Pages/default.aspx. [Accessed: 19-Nov-2014]. Powersys, “PSIM Simulation Software,” 2014. [Online]. Available: http://www.psimeurope.com/psim.php. [Accessed: 20-Nov-2014]. Gecko-Simulations, “GeckoCIRCUITS,” 2014. [Online]. Available: http://www.geckosimulations.com/geckocircuits.html. [Accessed: 20-Nov-2014]. Maplesoft, “Maplesoft - Technical Computing Software for Engineers, Mathematicians, Scientists, Instructors and Students,” 2014. [Online]. Available: http://www.maplesoft.com/index_v2.aspx. [Accessed: 20-Nov-2014]. ANSYS Inc., “ANSYS Simplorer,” 2014. [Online]. Available: http://www.ansys.com/Products/Simulation+Technology/Electronics/Electromechanical/ANSY S+Simplorer. [Accessed: 03-Dec-2014]. Modelica Association, “Modelica,” 2014. [Online]. Available: https://www.modelica.org/. [Accessed: 03-Dec-2014]. COMSOL Inc., “COMSOL Multiphysics® Modeling Software,” 2014. [Online]. Available: http://www.comsol.com/. [Accessed: 03-Dec-2014]. J. W. Eaton, “GNU Octave,” 2015. [Online]. Available: https://www.gnu.org/software/octave/index.html. [Accessed: 04-Feb-2016]. Dave Hadka and others, “MOEA Framework,” 2015. [Online]. Available: http://moeaframework.org/. C. Larouci, “Pre-sizing of power converters using optimization under constraints,” in IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), 2008, pp. 1–6. J. W. Kolar, T. Friedli, F. Krismer, A. Looser, M. Schweizer, P. Steimer, and J. Bevirt, “Conceptualization and multi-objective optimization of the electric system of an Airborne Wind Turbine,” in IEEE International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), 2011, pp. 32–55. J. Branke, K. Deb, K. Miettinen, and R. Słowiński, Multiobjective Optimization, Interactive and Evolutionary Approaches. Springer, 2008. E. Zitzler, M. Laumanns, and S. Bleuler, “A Tutorial on Evolutionary Multiobjective Optimization,” in Metaheuristics for Multiobjective Optimisation, X. Gandibleux, M. Sevaux, K. Sörensen, and V. T’kindt, Eds. Springer Berlin Heidelberg, 2004, pp. 3–37. L. Sun, C. Gong, and F. Han, “Design and Optimization of Control Parameters Based on DirectDrive Permanent Magnet Synchronous Generator for Wind Power System,” in 8th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications (ICIEA), 2013, pp. 1238–1243. K. K. Y. Poon, Z. Lan, H. Zhu, and Y. Ni, “Application of a coordinated optimization algorithm for controller parameter tuning of HVDC power modulation control,” 2007 IEEE Power Eng. Soc. Gen. Meet. PES, pp. 1–7, 2007. J. Muhlethaler, M. Schweizer, R. Blattmann, J. W. Kolar, and A. Ecklebe, “Optimal Design of LCL Harmonic Filters for Three-Phase PFC Rectifiers,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 7, pp. 3114–3125, Jul. 2013. J. Muhlethaler and J. W. Kolar, “Optimal Design of Inductive Components Based on Accurate Loss and Thermal Models,” in IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC 2012), 2012. J. Biela, S. Waffler, and J. W. Kolar, “Mission profile optimized modularization of hybrid vehicle DC/DC converter systems,” 2009 IEEE 6th Int. Power Electron. Motion Control Conf., vol. 3, pp. 1390–1396, May 2009. C. Larouci, E. Atienza, J. P. Ferrieux, L. Gerbaud, and J. Roudet, “Developed tools for an optimization approach, Application to optimize a Flyback structure volume under EMC and loss constraints,” in 27th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2001), 2001, pp. 832–837. 96 Bibliografia [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84] [85] [86] [87] C. Larouci, J. P. Ferrieux, L. Gerbaud, J. Roudet, and S. Catellani, “Experimental evaluation of the core losses in the magnetic components used in PFC converters . Application to optimize the flyback structure losses,” in 17th Annual IEEEApplied Power Electronics Conference and Exposition (APEC 2002), 2002, pp. 326–331. K. Ejjabraoui, C. Larouci, P. Lefranc, C. Marchand, V. Hugo, and L. Perret, “Pre-sizing of dcdc converters by optimization under constraints ; Influence of the control constraint on the optimization results,” in IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT 2010), 2010, pp. 800 – 806. N. Froehleke, D. Hahm, H. Mundinger, H. Njiende, P. Wallmeier, and H. Puder, “CAE-tool for optimizing development of switched mode power supplies,” in Sixteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition APEC 2001., 2001, vol. 2, pp. 752–758. S. Piasecki, J. Rabkowski, R. Szmurlo, and M. Jasinski, “GCC Design and Optimization System,” Warsaw University of Technology, 2015. [Online]. Available: http://acdc.iem.pw.edu.pl/acdc/. K. Jalili and S. Bernet, “Design of LCL Filters of Active-Front-End Two-Level Voltage-Source Converters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, no. 5, pp. 1674–1689, May 2009. J. M. Bloemink and T. C. Green, “Reducing passive filter sizes with tuned traps for distribution level power electronics,” in 14th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE 2011), 2011, pp. 1–9. M. Liserre, F. Blaabjerg, and S. Hansen, “Design and Control of an LCL-Filter-Based ThreePhase Active Rectifier,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 41, no. 5, pp. 1281–1291, Sep. 2005. W. Wu, Y. He, T. Tang, and F. Blaabjerg, “A New Design Method for the Passive Damped LCL and LLCL Filter-Based Single-Phase Grid-Tied Inverter,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 60, no. 10, pp. 4339–4350, Oct. 2013. W. Wu, Y. He, and F. Blaabjerg, “An LLCL Power Filter for Single-Phase Grid-Tied Inverter,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 2, pp. 782–789, Feb. 2012. S. Piasecki, “High order line filters for Grid Connected AC-DC Converter — Parameters selection and optimization,” in IEEE 23rd International Symposium on Industrial Electronics (ISIE 2014), 2014, pp. 2691–2696. D. G. Holmes and T. A. Lipo, Pulse Width Modulation for Power Converters: Principles and Practice. Wiley-IEEE Press, 2003. A. Sikorski, “Problemy dotyczące minimalizacji strat łączeniowych w przekształtniku AC/DC/AC - PWM zasilającym maszynę indukcyjną,” Politech. Białostocka Rozpr. Nauk., vol. 58, , 1998. A. Sikorski, “Warunki regulacji prądu przekształtnika AC/DC,” in Prądy niesinusoidalne EPN’2000, 2000. S. Piasecki, A. M. Cantarellas, J. Rabkowski, and P. Rodriguez, “Design of AC-DC power converters with LCL + tuned trap line filter using Si IGBT and SiC MOSFET modules,” in IECON 2013 - 39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 2013, pp. 5957–5962. A. M. Cantarellas, E. Rakhshani, D. Remon, and P. Rodriguez, “Design of the LCL+trap filter for the two-level VSC installed in a large-scale wave power plant,” in 2013 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2013, pp. 707–712. S. Piasecki, M. Jasinski, G. Wrona, and W. Chmielak, “Robust control of grid connected ACDC converter for distributed generation,” in 38th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2012), 2012, pp. 5840–5845. M. P. Kazmierkowski, M. Jasinski, and G. Wrona, “DSP-based control of grid-connected power converters operating under grid distortions,” IEEE Trans. Ind. Informatics, vol. 7, no. 2, pp. 204– 211, 2011. A. Milicua, S. Piasecki, M. Bobrowska-Rafał, K. Rafal, and G. Abad, “Coordinated control for grid connected power electronic converters under the presence of voltage dips and harmonics,” in 13th Europ. Conf. on Power Electronics and Applications (EPE 2009), 2009, pp. 1–10. 97 Bibliografia [88] [89] [90] [91] [92] [93] [94] [95] [96] [97] [98] [99] [100] [101] [102] [103] [104] [105] [106] [107] [108] [109] S. Piasecki, J. Rabkowski, G. Wrona, and T. Platek, “SiC-based Support Converter for passive front-end AC drive applications,” in 39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON’ 2013), 2013, pp. 6010–6015. D. Hadka, “MOEA Framework User Guide,” 2014. K. Deb and H. Jain, “An Evolutionary Many-Objective Optimization Algorithm Using Reference-Point-Based Nondominated Sorting Approach, Part I: Solving Problems With Box Constraints,” IEEE Trans. Evol. Comput., vol. 18, no. 4, pp. 577–601, Aug. 2014. H. Jain and K. Deb, “An Evolutionary Many-Objective Optimization Algorithm Using Reference-Point Based Nondominated Sorting Approach, Part II: Handling Constraints and Extending to an Adaptive Approach,” IEEE Trans. Evol. Comput., vol. 18, no. 4, pp. 602–622, Aug. 2014. M. L. L. T. Eckart Zitzler, “SPEA2: Improving the Strength Pareto Evolutionary Algorithm.” M. Reyes Sierra and C. A. Coello Coello, “Improving PSO-based multi-objective optimization using crowding, mutation and _e-dominance,” in Evolutionary Multi-Criterion Optimization, C. A. Coello Coello, A. Hernández Aguirre, and E. Zitzler, Eds. Springer Berlin Heidelberg New York, 2005, pp. 505–519. K. Deb, M. Mohan, and S. Mishra, “A Fast Multi-Objective Evolutionary Algorithm for Finding Well-Spread Pareto-Optimal Solutions,” 2003. A. J. Nebro, J. J. Durillo, J. Garcia-Nieto, C. A. Coello Coello, F. Luna, and E. Alba, “SMPSO: A new PSO-based metaheuristic for multi-objective optimization,” in 2009 IEEE Symposium on Computational Intelligence in Milti-Criteria Decision-Making, 2009, pp. 66–73. Cree Inc., “Datasheet of CCS050M12CM2, Rev. B.” Cree Inc., pp. 1–9, 2014. Fischer Elektronik GmbH, “Datasheet of Fischer heatsinks.” Fischer Elektronik GmbH, 2014. Vishay Roederstein, “Datasheet of MKP1848 DC-Link Vishay Roederstein Metallized Polypropylene Film Capacitors.” Vishay Roederstein, pp. 1–20, 2014. Ametek Programmable Power, “California Instruments i Series and iX Series AC Power Source User Manual.” pp. 1–341, 2011. Chroma ATE Inc., “Chroma 6200H-S Programmable DC Power Supply (Solar Array Simulation).” Chroma, pp. 1–8, 2012. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “Yokogawa WT1800 High Performance Power Analyzer. Broad Ranges Power Measurement with One Unit.” pp. 1–11, 2011. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “WT1800 Precision Power Analyzer User’s Manual,” vol. 1. Yokogawa, pp. 1–134, 2011. T. Soeiro and J. Kolar, “Analysis of High Efficiency Three-Phase Two- and Three-level Unidirectional Hybrid Rectifiers.,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 60, no. 9, pp. 1–1, 2012. J. W. Kolar and T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems—Part I,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 1, pp. 176–198, Jan. 2013. Cree Inc., “Datasheet of C2M0025120D Silicon Carbide Power MOSFET.” Cree Inc., pp. 1–10, 2014. Cree Inc., “Datasheet of C4D20120D Silicon Carbide Schottky Diode Rev. D.” Cree Inc., pp. 1– 6, 2014. Cree Inc., “Datasheet of C2M0080120D Silicon Carbide Power MOSFET.” pp. 1–9, 2014. Cree Inc., “Datasheet of C4D20120A Silicon Carbide Schottky Diode, Rev. C.” Cree Inc., pp. 1–6, 2014. IXYS Intgrated Circuits Division, “Datasheet of the IXD614 Ultrafast MOSFET Drivers.” pp. 1–15, 2015. 98 Bibliografia Artykuły i referaty, które powstały podczas pracy nad rozprawą: Publikacje w czasopismach: [1] M. Zdanowski, D. Peftitsis, S. Piasecki, and J. Rabkowski, “On the design process of a 6 kVA quasi-Z-inverter employing SiC power devices,” IEEE Trans. Power Electron., accepted for publication, 2016. [2] S. Piasecki, R. Szmurło, J. Rąbkowski, M. Jasiński, “Dedicated system for design, analysis and optimization of the AC-DC converters,” Bulletin of the Polish Academy of Sciences, Technical Sciences, accepted for publication, 2016. [3] S. Piasecki, “Wysokosprawny przekształtnik sieciowy AC-DC z łącznikami z węglika krzemu wspomagający diodowe systemy napędowe,” Przegląd Elektrotechniczny, accepted for publication, 2016. [4] S. Piasecki, R. Szmurło, M. P. Kaźmierkowski, J. Rąbkowski, “System doboru i optymalizacji parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC,” Przegląd Elektrotechniczny, accepted for publication, 2016. [5] S. Piasecki, R. Szmurło, M. Jasiński, “Design of Grid Connected AC-DC Converter using MultiObjective Optimization,” The Scientific Journal of Riga Technical University - Electrical, Control and Communication Engineering, no. 5/2014, pp. 11-19, 2014. [6] M. Jasiński, G. Wrona, S. Piasecki, “Ch. 3: Control of Grid Connected Conv. (GCC) Under Grid Voltage Disturbances,” from Orłowska-Kowalska, Blaabjerg, Rodríguez „Adv. and Intelligent Control in Power Electr. and Driv.,” Springer Inter. Pub. Switzerland, pp. 91-142, 2014. [7] S. Piasecki, M. Jasiński “Aktywny przekształtnik sieciowy dedykowany dla źródeł rozproszonych z funkcją kompensacji wyższych harmonicznych,” Przegląd Elektrotechniczny, no. 12b/2012, pp. 279-282, 2012. [8] S. Piasecki, M. Jasiński, K. Rafał, M. Korzeniewski, A. Milicua “Higher harmonics compensation in grid-connected PWM converters for renewable energy interface and active filtering,” Przegląd Elektrotechniczny, no. 6/ 2011, pp. 85-90, 2011. [9] S. Piasecki, M. Jasiński, A. Milicua “Brief view on Control of Grid-Interfacing AC-DC-AC Converter and Active Filter under Unbalanced and Distorted Voltage Conditions,” Compel, vol. 30 no. 1/2011, pp. 351-373, 2011. [10] M. Bobrowska-Rafal, K. Rafał, S. Piasecki, M. Jasinski, “Resonant Controller for Higher Harmonics Compensation in PWM rectifiers,” Challenges of Modern Technology, vol. 2, pp. 2326, April-June 2011. Referaty na konferencjach międzynarodowych: [11] S. Piasecki, J. Rabkowski, M.P. Kaźmierkowski, “Application of 25mΩ SiC MOSFETs in a 10kVA grid-connected AC/DC converter,” in Proc. of 16th International Conference on Silicon Carbide and Related Materials (ICSCRM’2015), 4-10 October 2015. [12] S. Piasecki, J. Rabkowski, “Experimental Investigations on the Grid-connected AC/DC Converter Based on Three-phase SiC MOSFET Module,” in Proc. of 17th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE’2015 ECCE Europe), pp. 1-10, 8-10 September 2015. [13] P. Majtczak, S. Piasecki, “Shunt Active Power Filter with Fuzzy Logic Interface for Harmonic Reduction,” in Proc. of 15th Int. Symp.“Topical Problems in the Field of Electrical and Power Engineering,” 12-17 January 2015. 99 Bibliografia [14] J. Rąbkowski, S. Piasecki, M. P. Kaźmierkowski, “Design of a Three-phase AC/DC Converter with Paralleled SiC MOSFETs,” in Proc. of 6th International Power Electronics and Motion Control Conference and Exposition (PEMC 2014), pp. 621-627, 21-24 September 2014. [15] S. Piasecki, “High Order Line Filters for Grid Connected AC-DC Converter – Parameters Selection and Optimization,” in Proc. of 23rd IEEE Int. Symp. on Industrial Electronics (ISIE 2014), pp. 2687- 2692, 1-4 June 2014. [16] S. Piasecki, R. Szmurło, M. Jasiński, “Brief View of Multi-Objective Optimization Approaches Used for Design AC-DC Power Electronics Converters,” in Proc. of 14th Int. Symp.“Topical Problems in the Field of Electrical and Power Engineering,” pp. 185-19213-18 January 2014. [17] S. Piasecki, J. Rąbkowski, G. Wrona, T. Płatek, “SiC-Based Support Converter for Passive FrontEnd AC Drive Applications,” in Proc. of 39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2013), pp. 6010-6015, 10-13 November 2013. [18] S. Piasecki, A. M. Cantarellas, J. Rąbkowski, P. Rodriguez, “Design of AC-DC Power Converters with LCL + Tuned Trap Line Filter Using Si IGBT and SiC MOSFET Modules,” in Proc. of 39th Annual Conf. of the IEEE Ind. Electr. Soc. (IECON 2013), pp. 5955-5960, 10-13 November 2013. [19] S. Piasecki, M. Jasinski, G.Wrona, W. Chmielak, “Robust Control of Grid Connected AC-DC Converter for Distributed Generation,” in Proc. of 38th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2012), pp. 5844 – 5849, 25-28 October 2012. [20] K. Rafal, M. Bobrowska-Rafal, S. Piasecki, M. Jasinski “Coordinated control of grid-connected three-level NPC converter under distorted grid voltage,” in Proc. of 20th IEEE International Symposium on Industrial Electronics (ISIE 2011), 27-30 June 2011. [21] M. Jasinski, K. Rafał, M. Bobrowska-Rafał, S. Piasecki, “Grid Interfacing of Distributed Sources by Three-Level BtB NPC Converter with Energy Flow Control,” in Proc. of Power Electronics for Industrial Applications and Renewable Energy Conversion (PEIA 2011), 3-4 November 2011. [22] M. Jasinski, K. Rafał, M. Bobrowska-Rafał, S. Piasecki “Grid Interfacing of Distributed Energy Sources by Three-Level BtB NPC Converter under Distorted Grid Voltage,” in Proc. of Workshop on Pred. Control of Electr. Drives and Power Electronics (PRECEDE 2011), 14-15 October 2011. [23] A. Milcua, S. Piasecki, M. Bobrowska, K. Rafał, G. Abad, “Coordinated Control for Grid Connected Power Electronic Converters under the presence of Voltage Dips and Harmonics,” in Proc. of 13th Eur. Conf. on Power Electronics and Applications (EPE 2009), 8-10 September 2009. [24] A. Milicua, S. Piasecki, M. Rolak, M. Bobrowska, K. Rafał “Comprehensive Study of Active Filter based on Experimental Analysis,” in Proc. of 9th Workshop on Electronic Control, Modelling, Measurement and Signals (ECMS 2009), 8-10 July 2009. Referaty na konferencjach krajowych: [25] S. Piasecki, “Wysokosprawny przekształtnik sieciowy AC-DC z łącznikami z węglika krzemu wspomagający diodowe systemy napędowe,” in Proc. of XII Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym (SENE 2015), 18-20 November 2015. [26] S. Piasecki, M. P. Kaźmierkowski, R. Szmurło, J. Rąbkowski, “System doboru i optymalizacji parametrów przekształtnika sieciowego AC-DC,” in Proc. of XII Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym (SENE 2015), 18-20 November 2015. [27] S. Piasecki, M. Jasinski, “Kompensacja wyższych harmonicznych przy wykorzystaniu regulatorów rezonansowych dla przekszt. dwupoziom. będącego interfejsem między siecią a źródłami rozproszonymi,” in Proc. of Model., Sym. i Zastos. w Tech. (MSiZwT), 18-22 June 20112. 100 Dodatek Stanowisko laboratoryjne Badania laboratoryjne zostały przeprowadzone na stanowisku eksperymentalnym opracowanym podczas realizacji pracy. Stanowisko składało się z platformy sterującej, układu pomiarowego, programowalnego źródła napięcia przemiennego (California Instruments iX Series, [A]), programowalnego źródła napięcia stałego (Chroma 6200 H-S [B]), obciążenia rezystancyjnego, badanego przekształtnika oraz filtru sieciowego. Do sterowania układem wykorzystano system modułowy dSpace, składający się z jednostki głównej dSpace 1006 [C], kart DS5101 PWM [D] oraz DS2004 ADC [E]. Do rejestracji wyników wykorzystano następującą aparaturę: analizator mocy Yokogawa WT 1006 High Performance Power Analyzer [F-H], oscyloskop Tektronix DPO 5104B [I] (z sondami pomiarowymi: 2x THD P0200 Differential Voltage Probe [J] oraz 2x TCP 0030A Current Probe [K]) oraz rejestrator Yokogawa DL850 ScopeCorder [L-N]. Widok ogólny stanowiska eksperymentalnego prezentuje Rys. 1, natomiast jego konfiguracja została przedstawiona na Rys. 2. Parametry konstrukcyjne badanych prototypów zostały przedstawione w podrozdziale 7.5 (Tab. 4), natomiast elementy elektroniczne wykorzystywane do budowy prototypów zostały wymienione poniżej, w Tab. 5. Widok półprzewodnikowych elementów mocy (tranzystory i diody) i ich rozmieszczenie na radiatorach dla uniwersalnego i wysokoczęstotliwościowe przekształtnika sieciowego AC-DC przedstawia Rys. 3. Wreszcie, wspólny widok sekcji mocy zbudowanych prototypów jest przedstawiony na Rys. 4. 101 4. 2. 3. 1. Rys. 1. Widok stanowiska do badań eksperymentalnych, 1. dSpace 1006, 2. Tektronix DPO 5104B, 3. Yokogawa WT1806, 4. Yokogawa DL850 102 High-Efficient Converter Universal Converter High-Frequency Converter Grid Simulator (California Instruments iX) Separating Transformer AC L1 AC L2 L1 LDIODE_A L2 LDIODE_B Diode Rectifier CDC_DIODE LDIODE_C AC L3 Resistive Load L3 Investigated GCC LG_A Electrical Grid LG_B LG_C CLCL_A CLCL_B LC_A ... LC_B LC_C CDC SiC MOSFET Power Section Resistive Load or ... CLCL_C Chroma DC Power Source Resistive Load (used during inverter operation) IC_CONV IB_CONV IA_CONV UC_GRID, IC_GRID UB_GRID, IB_GRID UA_GRID, IA_GRID UABC, IABC Measurement UDC_DIODE, IDC_DIODE Measurement High Performance Power Analyzer Rys. 2. Konfiguracja stanowiska do badań eksperymentalnych. 103 UDC UDC, IDC UDC, IDC Measurement Yokogawa WT 1800 dSpace 1006 Control Platform Measurement Dodatek: Stanowisko laboratoryjne Tabela 5. Komponenty i elementy wykorzystane do budowy prototypowych modeli przekształtników. Wysokosprawny 1x CCS050M12CM2 6x Traco TMR2412 2x Wima MKP 1.0 uF/1kV 2x Wima MKP 0.015 uF/1kV 6x 78L05 SMD 6x MOSFET gate Divers 2x Vishay MKP 80 uF/700V 1x Fisher SK92 220mm 3x inductor 1.5 mH (own construction) 3x inductor 100 uH (Phyton) 3x capacitor 5uF 400V Uniwersalny 6x C2M0025120 6x C4D20120D 6x Wima MKP 0.47 uF/1kV 2x Vishay MKP 50uF/900V 6x Traco TMH 2412D 6x 7805 SMD 6x MOSFET gare Divers 2x Fisher LAM-5-150 3x inductor 250uH (SigmaElektro) 3x inductor 100uH (SigmaElektro) 3x capacitor 5uF 400V a) Wysokoczęstotliwościowy 12x C2M0080120D 6x C4D20120A 3x Wima 100nF/1kV 6x Vishay 3uF/900V 6x Traco TMH 2405D 6x Traco TMH 2412D 2x Vishay MKP 50uF/900V 2x Fisher LAM-5-150 6x IXDN614PI 6x Avago R2528Z 12x HEF logic gates 3x inductor 250uH (SigmaElektro) 3x inductor 100uH (SigmaElektro) 3x capacitor 5uF 400V b) Rys. 3. Widok rozmieszczenia półprzewodnikowych przyrządów mocy dla: a) uniwersalnego, b) wysokoczęstotliwościowego przekształtnika sieciowego. 104 Dodatek: Stanowisko laboratoryjne Rys. 4. Wspólny widok sekcji mocy opracowanych modeli laboratoryjnych, od lewej strony: wysokosprawny, uniwersalny i wysokoczęstotliwościowy przekształtnik sieciowy AC-DC. Dokumentacja aparatury pomiarowej: [A] [B] [C] [D] [E] [F] [G] [H] [I] [J] [K] [L] [M] [N] Ametek Programmable Power, “California Instruments i Series and iX Series AC Power Source User Manual,” pp. 1–341, 2011. Chroma ATE Inc., “Chroma 6200H-S Programmable DC Power Supply (Solar Array Simulation),” pp. 1–8, 2012. dSPACE GmbH, “DS1006 Processor Board,” November. 2010. dSPACE GmbH, “DS5101 Digital Waveform Output Board,” November. 2010. dSPACE GmbH, “DS2004 High-Speed A/D Board,” May. 2010. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “Yokogawa WT1800 High Performance Power Analyzer. Broad Ranges Power Measurement with One Unit,” pp. 1–11, 2011. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “WT1800 Precision Power Analyzer Getting Started Guide,” pp. 1–160, 2011. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “WT1800 Precision Power Analyzer User’s Manual,” pp. 1–134, 2011. Tektronics Inc., “Mixed Signal Oscilloscopes Tektronix DPO5000 Series Datasheet,” pp. 1–30, 2013. Tektronics Inc., “THDP0200 High-Voltage Differential Probe Datasheet,” pp. 1–6, 2013. Tektronics Inc., “TCP0030A 30A AC/DC Current Probe Datasheet,” pp. 1–4, 2013. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “DL850/DL850V ScopeCorder Getting Started Guide,” pp. 1–163, 2010. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “DL850 ScopeCorder Bulletin,” pp. 1–9, 2010. YOKOGAWA METERS & INSTRUMENTS CORPORATION, “DL850 ScopeCorder User’s Manual,” pp. 1–183, 2010. 105
